一种电容加载宽带波导滤波器

黄晓丽，李 磊，冯文文，李祥菊，孟 儒

(中国电子科技集团公司第三十八研究所，合肥 230088)

0 引 言

由于信息产业和无线通信系统的蓬勃发展，微波频带出现相对拥挤的状态。为了合理利用频带资源，相关部门出台了更详细的规定，分配到各类通信系统的频率间隔越来越密。这对微波、毫米波收发信机中前端无源器件的性能指标提出了更高的要求，比如更好的矩形系数以抑制各种干扰信号，更小的插入损耗以降低系统对信号的衰减等。波导滤波器由于其插入损耗小、功率容量大、工作频段高、容易大批量生产等特点，在通信系统中得到广泛的应用。

本文在膜片波导滤波器基础上加载电容，使滤波器具有更宽的带宽、更好的矩形系数。

1 滤波器的基本理论

设计带通滤波器应先选定低通原型滤波器，根据阻带响应选定低通原型滤波器阻带衰减特性曲线。曲线对应所需要的滤波器阶数为n。由n值查表可得原型值g0、g1、…、gn+1。低通到带通近似变换为

(1)

(2)

(3)

对于膜片厚度t=0或者厚度相对波长可忽略不计的膜片，在所设计的带通滤波器中，λg0、λg1、λg2分别为频率f0、f1、f2的波导波长，f1、f2为通带边缘频率，f0为中心频率。

图1为波导滤波器等效网络。图中，Z0A和Z0B分别为输入、输出阻抗，Z0为波导的特性阻抗，Kj,j+1(j=0,1,2,...,n)分别为滤波器各节的阻抗变化器，λg为波导波长。该波导滤波器中以λg/2波导为串联谐振器，以膜片窗口为并联耦合电感。

图1 波导滤波器等效网络

带通滤波器可由低通原型演变而成，经过频率变化得到其串联谐振设计公式，最后通过波导结构实现。[1]各级阻抗变换器K与低通gn元件值的关系如下[2]：

(4)

(5)

式中，fBW为相对带宽，Mmn为耦合矩阵。

再根据S矩阵级联及网络综合[3]，得到S21和K的关系：

(6)

建立各波导枝节的S参数和阻抗变化系数K的关系，得出达到所需滤波器响应的S参数理论值，然后通过建模仿真使S参数仿真值与理论值匹配，从而确定滤波器的尺寸。

2 电容加载的基本理论

图2为一般传输线和加载电容的传输线。

图2 (a)传输线

图2 (b)电容加载传输线

利用传输线的矩阵和简单的运算，可以得到上述两根传输线在满足以下条件时等效：

(7)

(8)

从式(7)可以看到，Z≥Z0。由式(8)可知，当2βl=tan-1(2/βZ0)时βL=π/2，且当βZ0很大时2βL可以比π/2小得多。也就是说，电容加载的传输线的长度可以大大缩短[4]。

3 滤波器的设计及仿真分析

本文设计的是电容加载宽带波导滤波器，设计的具体指标如下：

中心频率：f0=19.5 GHz

带宽：BW=4 GHz

输入/输出驻波比：VSWR<1.5

阻带抑制：≥35 dB，@16.4～16.5 GHz，

@22.5～22.6 GHz

≥85 dB，@24.3～35 GHz

依据上文的基本理论，计算出每一阶膜片间的耦合，即各波导枝节的S参数。在仿真软件中建立如图3所示的模型，改变膜片长度尺寸使模型的耦合值逼近对应的计算值，从而确定每一阶膜片的尺寸。

图3 滤波器膜片示意图

膜片波导滤波器由一系列中间开口的电感性膜片通过长度近似为半波长的波导连接而成。通过加载电容的波导代替一般波导来连接这些电感性膜片，从而缩短滤波器的长度，增加滤波器的矩形系数。电容加载柱结构示意图如图4所示。

图4 电容加载柱结构示意图

图5所示的是11阶的电容加载宽带波导滤波器。

图5 电容加载宽带波导滤波器示意图

该滤波器的波导口宽边为a，窄边为b，膜片的长度为w。加载的矩形柱长为la，宽为lb，高为h。具体尺寸如表1所示。

表1 滤波器的设计参数

如图6所示，滤波器腔体内的电场主要集中于矩形柱顶端。

图6 滤波器腔体内电场分布图

由式(9)可知，该滤波器的功率容量约为3 kW，约为普通传输波导功率容量的2.2%。

(9)

式中，P0为仿真功率；E0为仿真场强；Ebr为空气的击穿场强，Ebr=30 kV/cm。

根据设计指标，通过电磁仿真软件仿真及优化此滤波器模型，最终的仿真曲线如图7所示。通带为17.4～21.6 GHz，带内S11小于-20 dB，16.5 GHz处的抑制大于56 dB，22.5 GHz处的抑制大于46 dB，在24.3～35 GHz之间抑制大于91 dB。

图7 波器仿真曲线图

4 结束语

本文基于低通原型滤波器变换到带通滤波器的理论分析，设计了一种电容加载宽带波导滤波器。该滤波器中心频率为19.5 GHz，带宽可达21.5%，带外抑制好，矩形系数高，功率容量大。根据已有经验，将加工误差控制在0.02 mm以内时，该结构滤波器可以直接加工，不需要调试就可以满足指标要求。