基于临界Buck-Boost的新型单级交直变换器

谢运祥，胡嘉威

(华南理工大学 电力学院，广州 510006)

0 引 言

为应对电网谐波污染问题，国际电工委员会制定的IEC 6100-3-2标准明确要求接入电网设备必须提高功率因数和降低电流谐波含量[1-2]。功率因数校正技术便应运而生，在DC/DC变换器前端加入功率因数校正电路和控制电路可以使变换器输入电流跟踪电网电压，达到功率因数近似为1和减少谐波污染的目的[3-7]。交直变换器较为成熟的方案是前级经过Boost或Buck-Boost电路对输入电流整形，后级经过DC/DC变换得到系统所需要的输出，由于这种两级方案是由2个相互独立的变换器和控制电路组成，导致交直变换器都存在体积大、成本高以及控制复杂的缺点[8-13]。

为应对上述问题，许多学者对单级变换器进行了大量的研究，单级变换器的核心是把前级和后级进行开关管和控制共用，并且尽量达到两级变换器的目的。相比当前单级交直变换器DC/DC环节大多使用的反激、正激等硬开关电路，原边开关管、副边二极管都能实现软开关的LLC谐振电路便脱颖而出[14]。文献[15]首先提出将Boost电路和半桥LLC谐振电路的开关管共用，所得变换器THD、PF值都符合IEC 6100-3-2标准，但是当输入电压经过占空比约为0.5的Boost电路时，大电解电容电压约为输入电压幅值的两倍，所以文献[15]提出的交直变换器只适用在低压场合。文献[16-17]分别提出基于交错并联Boost、Buck-Boost和LLC谐振电路的单级交直变换器，虽然克服了输入电压不能过高的缺点，但是该交直变换器中前级都需要2个完全相同的Boost、Buck-Boost电感。众所周知，在高频电源中，磁性元件的体积、重量都占有相当大的比重，2个电感将会使得系统体积、重量成倍增长。因此，为使开关电源进一步小型化，轻型化，不得不提出磁集成技术[19-20]。

为实现Buck-Boost电感的集成，本文采用耦合电感的方式为Buck-Boost电感续流并利用半桥开关的互补导通特性实现Buck-Boost电感的双向励磁。半桥开关的互补导通使得Buck-Boost电感电流在为0的时候自然换向，因此Buck-Boost工作在临界状态。基于以上分析，本文所提出的基于临界Buck-Boost电路和半桥LLC谐振电路的单级交直变换器在符合IEC 6100-3-2标准和保持优良性能的同时，又大大降低了系统的成本和体积。

1 拓扑分析

所提单级交直变换器如图1所示。该交直变换器大致工作原理可以简述为，输入交流电压整流之后利用电容分压，前级经过临界Buck-Boost电路进行功率因数校正，后级经过半桥LLC调节输出电压，达到快速动态响应的目的。

图1 所提交直变换器拓扑图

1.1 拓扑比较

本文从多个角度对现有变换器与所提变换器进行了比较，结果如表1所示。

表1 拓扑之间比较

从表中可以看出，所提单级交直变换器即单电感Buck-Boost加半桥LLC拓扑在符合IEC 6100-3-2标准的同时，不仅控制简单，所用器件数量少，又实现了效率优化和减少系统体积重量的目的。

1.2 模态分析

现详细分析所提变换器工作模态，其中C1、D1、Q1、T1A、T1B、D3、C3和C2、T1A、Q2、D2、T1C、D4、C4分别组成两路Buck-Boost；Cr、Lr、Lm构成谐振网络；D5、D6组成全波整流电路。该变换器每周期具有8个工作模态，每一模态等效电路如图2所示，系统主要元器件电流、电压波形如图3所示，参考方向如图1中标注所示。

图2 所提变换器工作模态

图3 关键电压电流波形

模态1(t0-t1)：t0时刻，Q2关断，进入死区时间，Buck-Boost回路中T1A经过耦合电感T1C, D4给C4充电；谐振回路中，iLr,iLm为负，经过DQ1,C3，副边侧D5导通，励磁电感两端被输出电压钳位，不参与谐振。

模态2(t1-t2)：t1时刻，Q1驱动信号已经来临并实现零电压导通，Buck-Boost回路中由于T1A能量未释放完全导致T1A被VC4钳位，D1不能导通；谐振回路中，iLr,iLm由负变正，经过Q1,C3，副边侧D5导通，励磁电感两端被输出电压钳位，仍不参与谐振。

模态3(t2-t3)：t2时刻，Q1仍然导通，Buck-Boost回路中iT1C下降到0，D1开始导通，iT1C开始线性变化；谐振回路工作状态与上一阶段相同。

模态4(t3-t4)：t3时刻，Q1仍然导通，Buck-Boost回路中iT1A继续线性变化，与上一模态相同；谐振回路中，iLr,iLm两者相等，Lm开始参与谐振，谐振周期变长导致iLr,iLm基本不变，使得原边，副边无能量传输，此时副边能量来自输出电解电容。

模态5(t4-t5)：t4时刻，Q1关断，进入死区时间，Buck-Boost回路中T1A经过耦合电感T1B，D3给C3充电；谐振回路中，iLr,iLm为正，经过DQ2,C4，副边侧D6导通，励磁电感两端电压被输出电压钳位，不参与谐振。

模态6(t5-t6)：t5时刻，Q2驱动信号已经来临并实现零电压导通，Buck-Boost回路中由于T1A能量未释放完全导致T1A被VC3钳位，D2不能导通；谐振回路中，iLr,iLm由正变负，经过Q2,C4，副边侧D6导通，励磁电感两端电压被输出电压钳位，仍不参与谐振。

模态7(t6-t7)：t6时刻，Q2仍然导通，Buck-Boost回路中iT1B下降到0，D2开始导通，iT1A开始线性变化；谐振回路工作状态与上一阶段相同。

模态8(t7-t8)：t7时刻，Q2仍然导通，Buck-Boost回路中iT1A继续线性变化；谐振回路中，iLr,iLm两者相等，Lm开始参与谐振，谐振周期变长导致iLr,iLm基本不变，使得原边，副边无能量传输，此时副边能量来自输出电解电容。然后继续开始下一周期。

2 理论分析

2.1 Buck-Boost环节

开始分析之前，我们有必要做出如下假设和定义：①所有开关管，二极管均为理想型器件；②开关频率远大于输入电压频率；③耦合电感之间的匝比为1，且不考虑漏感；④Vbus=VC3+VC4=2VC3=2VC4，Ip为Buck-Boost电感电流峰值，ton，toff为D1(或2)导通和关断时间，Ts，fs分别为开关周期和频率。

通过上节模态分析可知，当D1(或D2)导通时，T1A两端电压为-Vin/2(Vin/2)，当通过耦合电感续流即D3(或D4)导通的时候，T1A两端电压为(Vbus/2)，根据伏秒平衡有

Vinton/2=Vbustoff/2。

(1)

又根据图3波形可知

ton+toff=Ts/2，

(2)

(3)

根据式(1)～式(3)可得

(4)

由图3可知，每个开关周期内输入电流波形为三角波，且峰值为iT1A峰值的一半，则输入电流平均值为：

(5)

其中：vin=Vmsinωt；α=Vm/Vbus。

从式(5)和图4(a)中可以看出越小，输入电流波形越接近正弦。

图4 输入电流和PF值与α的关系

由式(5)求得输入功率和输入电流有效值分别为：

(6)

(7)

进一步可求得功率因数为

(8)

从图4(b)可以看出在α≤1的时候，所提交直变换器的PF值都大于0.97，具有较高的PF值。

2.2 LLC谐振环节

由于谐振变换器暂态分析较为复杂，因此本文采用基波近似原理简化分析LLC谐振变换器。半桥LLC谐振电路交流等效电路如图5所示，其中Lr,Lm,Cr,n分别为谐振电感、励磁电感、谐振电容、原副边匝数比，Rac为交流等效电阻，其值为

图5 交流等效电路

Rac=8n2Ro/π2。

(9)

根据基波近似法和图5推出电压增益公式

(10)

图6给出了在m=0.2，fr=100 kHz，fm=41 kHz的条件下，电压增益与Q值的关系曲线。从图中可以看出，在谐振频率fr处，电压增益特性独立于负载，值等于1。因此设计参数时，一般使系统工作在谐振频率附近。

图6 电压增益曲线

众所周知，谐振拓扑的存在意义就是利用谐振元件电容或电感上的电压或电流周期性过零从而实现软开关。从图6可以看出，当fm

为下一节关键参数设计做铺垫，利用电压增益等式可以求出LLC输出功率表达式为

(11)

3 关键参数设计

所提交直变换器由于前级Buck-Boost和后级LLC共用开关管，唯一控制电路也只是保证后级LLC输出电压稳定，当输出功率发生变化时，输入功率随开关频率变化趋势与输出功率随开关频率变换趋势的不同会导致大电解电容上的电压发生变化，这其实是所有单级交直变换器的通病。所以如何合理设计参数使得大电解电容电压在合理范围内变化就显得尤为重要。本文利用所设计单级交直变换器搭建一台实验样机，设计规格如下：

—额定输出：36 V/2.78 A(100 W)

3.1 谐振网络的设计

根据上节的分析，在谐振频率fr处，电压增益为1，因此，可以求出变压器匝比为

(12)

进一步求出等效交流电阻为

(13)

LLC谐振电路输出是通过开关频率的改变而调节的，从式(6)可以看出Buck-Boost电路输入功率与开关频率是成反比的，即开关频率越大，输入功率越小，为了使大电解电容电压在合理范围内变化，应该使LLC输出功率尽量与Buck-Boost输入功率变换趋势类似。为得到Po随开关频率的变化趋势，先求出Po对ωs的偏导。

当ωs≻ωr时，

(14)

当ωsωr时，

(15)

通过式(13)、式(14)可知，当ωsωr时，∂Po/∂ωs存在唯一零点，当ωs≻ωr时，∂Po/∂ωs恒小于0。由此可知当开关频率增加时，Po先增加后减少。

为了使大电解电容电压变化范围合理化，本文选择谐振频率fr=100 kHz，额定工作频率fs=90 kHz，Q=0.4，m=0.2则谐振参数可得：

Lm=Lr/m=575 μH。

3.2 BUCK-BOOST电感设计

由式(6)可得

(16)

3.3 开关管选型

从模态分析和图3可以看出，半桥开关管不仅通过谐振电感电流，还流过Buck-Boost电感电流，因此单级变换器电流应力会稍大于双级变换器；开关管关断所承受电压都为大电解电容电压，单级与双级变换器开关管电压应力并无区别。

在额定状态下设定大电解电容电压为390 V，因此本文选用SVF7N60F作为半桥开关器件。

其余设计参数如表2所示。

表2 系统设计参数

4 仿真验证

利用Saber对所提交直变换器进行仿真，结果如图7所示。

图7 仿真结果

图7(a)中可以看出输入电流很好跟踪了输入电压，起到功率因数校正的作用；图7(b)表示的开关管两端电压，流过电流和驱动的波形，可以看出开关管工作在ZVS状态下。图7(c)和图7(d)分别表示的是Buck-Boost电感电流波形，可以看出仿真结果与理论分析相符；图7(e)表示的是谐振电流波形，谐振电流基本成正弦，说明工作频率基本等于谐振频率；图7(f)表示的是输出二极管电流波形，可以看出副边二极管工作在ZCS状态下。

5 实验结果

图8为输入电流与电压波形和输入电流谐波波形图。其中图8(a)说明输入电流很好的跟踪了输入电压，起到了功率因数校正的作用，图8(b)说明输入电流各次谐波均远小于IEC6000-3-2 class C标准，在输入220 V满载的情况下THD仅为17%。

图8 输入测试结果

图9为临界Buck-Boost电感电流包络与展开波形。由于本文Buck-Boost电感续流是通过耦合电感续流，耦合变压器其实是励磁电感和理想变压器并联，所以当用电流探头测量续流电流的时候为0，其余与理论分析相符。

图9 Buck-Boost电感电流波形

图10为输入220 V满载时下管漏源极电压和驱动波形，从图中可以看出下管漏源极电压在驱动来之前已经下降到0，说明开关管工作在ZVS状态下。

图10 开关管两端电压与驱动波形

图11为输入220 V输出满载时副边二极管电流波形与谐振电感电流波形，从图中可以看出副边二极管工作在ZCS状态下。

图11 副边二极管和谐振电流波形

图12为所设计单级交直变换器在输入为220 V时，PF值和母线电压随输出功率变化的变化趋势图，从图中可以看出输出70～110 W的时候，PF值恒大于0.948，母线电压变化范围为365～417 V。图13为实验样机。

图12 功率因数、母线电压的测试结果

图13 实验样机

6 结 论

1)提出了一种基于临界Buck-Boost电路和LLC谐振电路的单级交直变换器，并与现有拓扑进行了详细的对比。

2)将两路对称Buck-Boost电感进行集成，大大降低了系统的成本和体积，进一步提高了功率密度。

3)DC/DC变换为半桥LLC，LLC软开关特性进一步提高系统效率，输出为36 V时效率为90.6%，PF值为0.974，THD为17%。

4)详细分析Buck-Boost电路输入功率，LLC半桥谐振电路输出功率与开关频率的关系，合理设计系统参数缩小大电解电容电压变化范围。