双输出端口LLC电路及其控制技术研究

周凯，顾福森，杨嵇森

(哈尔滨理工大学 汽车电子驱动控制与系统集成教育部工程研究中心，哈尔滨 150080)

0 引 言

随着能源危机和环境污染的日益严重，节能而环保的电动汽车变得越来越普及。车载充电机和大功率DC/DC变换器是电动汽车的重要组成部分，但车载充电机和DC/DC模块往往都是独立运行的，进而造成装配空间大，成本高等缺点[1-2]。本文提出了一种单变压器控制双输出端口电路，满足车载充电系统高效、高功率密度、高组分密度等要求[3]。主电路拓扑结构为LLC谐振电路，其解决了传统谐振变换器功率损耗较大的问题。相比于常规谐振变换器，LLC型谐振变换器具有诸多优点：其可获得较宽范围的输出电压；能够运行在全负载范围内，并实现开关管的零电压导通(zero-voltage switching, ZVS)；所有的寄生元器件，包括半导体器件的结电容、变压器的漏磁电感和激磁电感等，都是通过充放电的过程参与实现ZVS[4]。控制电路采用一颗控制芯片实现调节原边侧转换电路和副边侧转换电路开关管的通断时间，从而灵活地控制2个输出端口电压，其具有调压精确，抗干扰能力强等优点[5]。

1 双输出端口充电电路

图1为双输出端口充电电路的基本拓扑，包括与功率因数校正(power factor correction, PFC)电路连接的变压器原边侧电路，与车载动力电池连接的高压侧充电电路、与车载低压电池连接的低压侧输出电路，该电路将车载充电机模块和DC/DC模块进行集成，由一个变压器T1进行耦合连接，可实现高压输出和低压输出两种工作模式。

图1 双输出端口车载充电机电路

前级功率因数校正电路包括碳化硅场效应管(SiC-MOSFET)S1、S2，SiC-MOSFET的体二极管Ds1、Ds2和功率开关管S3、S4。变压器原边正侧电路包括功率开关管Q1～Q4，原边正侧电容Cr，电感Lr和变压器T1的原边绕组W1，原边电路负责把前级PFC电路传递过来的高压直流电转化为高频电压脉冲。高压侧充电电路包括功率开关管Q5～Q8、维持电容C2和变压器T1的第二绕组W2，该电路可将原边侧的高频电压脉冲转化为直流输出，维持电容C2的两端为高压输出端，连接车载动力电池。低压侧输出电路包括功率开关管Q9、Q10以及输出电容C3，构成整流电路。外部控制电路通过调节高压侧开关管的占空比实现降压，降压后的能量通过变压器耦合，向低压侧传输能量，最后由低压侧开关管整流，其输出给低压电池，为车载系统提供低压电源。

1.1 充电机工作模式

当集成电路工作在充电机模式时，外部电路通过控制原边侧MOSFET的开关频率，使其工作频率稳定在谐振频率附近，电路为调频工作模式，如图2所示。同时，高压侧充电电路的开关管工作在整流模式，此工作模式下，交流电源经功率因数校正电路处理后，通过变压器T1将能量传递至高压侧充电电路，从而向车载高压电池充电。外部电路通过改变Q1～Q4的开关频率和Q5～Q8的占空比，即可调节高压侧充电电路的输出电压[6-7]。

图2 高压侧工作模式

1.2 DC/DC工作模式

当集成电路工作在DC/DC模式时，高压电池为输入端，外部电路通过控制高压侧电路开关管的占空比，调节变压器W2两端电压，能量通过变压器W2绕组和变压器W3、W4绕组，向低压侧电路传输能量，此时低压电路的开关管工作在整流模式[8-9]，如图3所示。

图3 低压侧工作模式

2 系统参数的设计

由基波近似法，得到全桥LLC谐振变换器的等效电路[10-11]，如图4所示。

图4 LLC谐振变换器交流等效电路图

高压侧负载折算到原边的电阻为

(1)

式中：N为变压器的匝数比；Ro为负载等效电阻。

求出归一化电压增益Mg(Fn,Ln,Q)的表达式为

(2)

式中：Ln为电感系数；Fn为归一化频率；Q为品质因数。

(3)

式中：Lr为谐振电感；Lm为励磁电感。

(4)

式中：变换器的谐振频率fr1=160 kHz；Fs为原边侧功率管的开关频率。

(5)

由图4可知，谐振变换器的输入阻抗Zin表达式为

(6)

当Zin的虚部为0，可求得工作在感性区的最大品质因数为

(7)

1)电感系数Ln。

若Ln的取值较大，可能造成谐振变换器的工作频率范围加宽，减少磁性元件的使用寿命。所以Ln选取越小越好。但是，Ln的大小还要由其他因素定义，综合以上考虑，Ln的经验值在1到6之间，本电路选取Ln=3。

2)计算最大增益Mg_max和最小增益Mg_min。

(8)

式中：Vout_max为输出最大电压；Vin_min为最小输入电压；Vof为副边侧开关管的管压降(Vof=1 V)。

(9)

式中：Vout_min为输出最小电压；Vout_max为输出最大电压；Vof为副边侧开关管的管压降(Vof=1 V)。

3)计算最大工作频率和最小工作频率。

当Ln=3时，归一化电压增益Mg(Fn,Ln,Q)随归一化频率Fn变化的工作特性曲线如图5所示。

图5 归一化电压增益工作特性曲线

当品质因数Q为0时，归一化电压增益曲线与最小电压增益曲线的交点为a2，其横坐标对应的Fn为最大开关频率，得到的最大开关频率为

(10)

当品质因数Q为Qmax时，归一化电压增益曲线与最大电压增益曲线的交点为a1，其横坐标对应的Fn为最小开关频率，得到的最小开关频率为

(11)

4)计算谐振网络品质因数Q。

Q值越大，表示变换器的带载能力越强，其最大增益会减小，有可能达不到变换器所需要的最大增益。Q值越小，带载能力越弱，最大增益越大。但拐点频率Fn变小，即变换器工作频率范围变宽，不利于开关管的工作，故选取的Q值要折中考虑。

(12)

5)计算谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr。

品质因数Q的表达式为

(13)

由上式得谐振电容表达式及计算值为

(14)

本设计中为适应谐振电容相关规格选取Cr为62 nF。

由式(13)得谐振电感Lr表达式及计算值为

(15)

选取Lr为33 μH。

励磁电感Lm表达式及计算值为

Lm=LnLr=100 μH。

(16)

本文为了满足开关管的零电压关断，设定死区时间Td=450 ns。

6)功率MOSFET的选择和损耗计算。

前级MOSFET导通损耗表达式为

(17)

式中：Ipri_rms为开关管的平均电流；Rds_on为开关管的导通电阻。

前级 MOSFET容性损耗为

(18)

式中：Eoss为原边侧开关管的极间电容Coss的两端电压；Ioff_point为开关管的关断电流。

前级MOSFET开关损耗为

Ploss_VD=Idiode_avgVof=2.02 W。

(19)

式中Idiode_avg为开关管MOSFET的平均电流。

双输出端口充电机采用耐压值600 V，通态电阻为80 mΩ的SiC-MOSFET。在25 ℃时允许最大工作电流63 A，允许最大脉冲电流为277 A。导通延迟时间为20 ns，上升时间为18 ns，关断延时时间为85 ns，下降时间为6 ns，满足高频逆变器对开关器件的时间要求。原边电路二极管选择恢复时间为45 ns的超快恢复二极管，最大导通压降等于2.1 V，最大反向耐压为1 200 V，最大导通电流为30 A。

3 双输出端口的控制

当双输出端口电路工作在充电模式时，其控制策略如图6所示。将输出电压Vo与基准电压Vo_ref作差，误差值经过电压控制器PIv(s)，其输出量与电流预设值Io_ref比较，当输出电流预设值Io_ref小于电压控制器PIv(s)的输出量时，min(x,y)模块的输出量为Io_ref。再将输出电流Io与Io_ref作差，得到的电流误差值通过电流控制器PIi(s)，其输出信号通过脉冲频率调制技术(PFM)控制开关管Q1，Q4和Q2，Q3的开关频率，实现LLC谐振变换器恒流充电；当Io_ref大于PIv(s)的输出量时，min(x,y)模块的输出量为PIv(s)的输出量，此时PIi(s)和PIv(s)共同作用，通过PFM控制开关管Q1，Q4和Q2，Q3的开关频率，实现LLC谐振变换器恒压充电。

图6 LLC变换器的控制策略

LLC谐振变换器包含多个工作状态，利用分段线性空间法建立相应的状态空间模型，采用扩展描述函数法，将系统方程组中的非线性项进行线性近似处理，得出了LLC谐振电路开关频率至输出电压的传递函数[12-14]为

(20)

式中Q为谐振网络的品质因数，fesr、fcl、Kvf的表达式为：

(21)

(22)

式中：输出电容为1 000 μF；输出电容的寄生电阻RC为1 Ω；输出电阻RL为30 Ω；开关频率Fs为100 kHz。通过计算可得fesr=103、fcl=33.3。

(23)

化简式(23)可得到Kvf=0.004 8。

由式(20)～式(23)，得到LLC谐振变换器系统开关频率到输出电流的传递函数为

(24)

3.1 电流内环PI控制器

由式(24)可以得到未加入电流PI控制的系统传递函数波特图，如图7所示。该系统在低频段的增益较低，截止频率较小。

图7 未加入电流PI控制器的系统传递函数波特图

由于未矫正前的电路为0型系统，因此需要PI补偿，提高系统的型别，使系统以-20 dB/dec的斜率下降并穿越0线，从而提高系统的相位裕度。当电路处于高压侧工作模式时，外部电路采用双闭环控制策略，其包括电流内环和电压外环，为了保证系统的稳定，每一环节都应该稳定并具有足够的裕量。

加入电流内环PI控制器

电流内环PI控制器的表达式为

(26)

根据图8可以得到，电流内环系统的闭环传递函数表达式为

图8 电流内环系统框图

(27)

通过化简式(27)可得到φLLCi(s)的传递函数，其波特图如图9所示。

图9 加入电流PI控制器的系统传递函数波特图

φLLCi(s)=

(28)

由图9可以看出，系统的截止频率为760 rad/s，相位裕度为61.5°，能满足系统稳定调节的需求，并且该系统具有较为平稳的中频段宽度。

3.2 电压外环PI控制器

未加入电压外环PI控制器时，电压控制系统的传递函数为

GLLCv(s)=φLLCi(s)RL。

(29)

通过化简式(29)可得到未加入电压PI控制的系统传递函数，其表达式为

GLLCv(s)=

(30)

波特图如图10所示，GLLCv(s)在低频段增益较低、下降率几乎为0，从而导致截止频率过大。

图10 未加入电压PI控制器的系统传递函数波特图

由于P环节对系统的幅频特性影响较大，对系统的相频特性影响较小，而I环节对系统的幅频特性影响较小，对系统的相频特性影响较大，可以增加外环PI环节来改善截止频率过大的问题。

加入电压外环PI控制器，如图11所示。

图11 电压外环系统框图

电压外环PI控制器的表达式为

(31)

由此得到加入电压外环PI控制器后的系统传递函数波特图，如图12所示。

图12 加入电压外环PI控制器的系统传递函数波特图

加入电压外环PI控制器后的系统截止频率为589 rad/s，相位裕度为62.6°。此闭环系统抗扰性能较强。

4 仿真与实验验证

4.1 工作特性仿真

为了分析双输出端口充电电路的工作特性，将该电路在Saber中进行仿真分析[15]，主要元器件的选择如下：谐振电容Cr=62 nF；谐振电感Lr=33 μH；励磁电感Lm=100 μH；变压器的匝数比N=2∶1。

高压侧谐振腔仿真波形(输出电压300 V)如图13所示，功率管的开关频率增加到最大开关频率(204.6 kHz)附近，副边侧整流MOSFET实现零电流关断(zero-current switching, ZCS)，减小开关损耗。

图13 谐振腔电压电流波形(输出电压300 V)

高压侧谐振腔仿真波形(输出电压400 V)如图14所示，功率管的开关频率接近于最小开关频率(57.042 kHz)。副边侧整流MOSFET中的电流自然下降到零点，同样可以实现开关管的零电流关断，提高系统的总体效率。

图14 谐振腔电压电流波形(输出电压400 V)

4.2 实验验证

图15是所设计的双输出端口充电机的实验样机，该样机主要包括AC-DC、DC-DC、DSP控制电路、电压电流的采样电路以及保护电路。其中DC-DC主要由全桥LLC谐振电路和低压侧整流电路构成。

图15 双输出端口充电机硬件

图16为充电机在工作时，原边正侧电路开关管的工作波形。当驱动信号Vgs到来之前，开关管的漏源极电压Vds已经被其体二极管拉至零电位，实现原边正侧电路功率开关管的ZVS，减小开关管的开通损耗。

图16 原边开关管工作波形

在输出电压300 V的情况下，谐振电流ILr、谐振电容电压VCr、高压侧中心点电压Vab波形如图17所示。空载时，谐振电流ILr呈三角波的形状，与带载时的正弦波谐振电流有很大区别。事实上，由于此时变压器副边侧几乎没有电流流过，副边侧开关管处于关断状态，此时励磁电感将一直参与谐振，使谐振腔电流波形近似为三角波。

图17 空载时谐振腔电流电压波形(输出电压300 V)

输出电压为400 V时，谐振电流ILr继续呈现三角波形状，谐振电流ILr增大，如图18所示。

图18 空载时谐振腔电流电压波形(输出电压400 V)

图19为满载时谐振电容电压VCr、谐振电流ILr的波形。由图可知，在满载、开关频率大于谐振频率时，励磁电感始终没有参与谐振，而是一直被钳位。当原边侧中心点电压Vab突变时，原边的谐振电流ILr发生较大的畸变。该情况下，开关管的关断损耗比较明显。

图19 满载时谐振腔电压电流波形(输出电压300 V)

图20为输出电压400 V、满载时的谐振腔电压电流波形，可以看到谐振电流基本呈现正弦波形状，其与上图的波形基本一致，只是谐振电流ILr略大。

图20 满载时谐振腔电压电流波形(输出电压400 V)

5 结 论

双输出端口的车载充电机是集成在同一块变压器T1上的充电电路和DC/DC电路，该电路通过采集高压侧电压和高压侧电流，将其二者进行比较补偿。将采集的低压侧电压和低压侧电流与预设值相比较，获得整流时间。最终由中央控制器来控制所有开关管的通断，在此基础上实现充电机工作模式和DC/DC工作模式转换。实验结果表明当电路工作在两种模式下，LLC谐振变换器均能实现软开关。