跳扩结合通信系统接收同步算法设计

洪 伟，孙 斌，胡万坤,许 菁

(中国船舶集团有限公司第八研究院，南京 211153)

0 引 言

扩展频谱在现代电子信息技术领域应用日益广泛。目前，军事领域通信、数据链面临的危险越来越多。将扩频技术应用在军事领域如通信上可以提高通信设备抗干扰性能，减小被干扰和截获、摧毁的概率，提高通信设备的生存能力。

扩展频谱通信系统(简称扩频通信系统)是指待传输信息的频谱用某个特性的扩展函数扩展后成为宽带信号，送入信道中传输，再利用相应手段将其压缩，从而获取传输信息的通信系统。[1]扩展函数常选用具有良好自相关性的伪随机编码序列。当接收信号与本地伪码序列的码相位完全相同时得到最大相关峰值；而当二者码相位差超过一个码片时相关能量近似于噪声能量，因此扩频系统比常规通信系统具有强抗干扰能力。扩频系统按其工作方式可以分为直接序列扩频系统(DS-SS)、跳频扩频系统(FH-SS)、跳时扩频系统(TH-SS)及混合式(FH/DS，DS/TH，FH/TH)。其中，直接序列扩频和跳频扩频系统被广泛应用于现代军事通信领域[2]，以提高通信链路的抗干扰、抗截获和抗侦破能力。直接扩频系统将信息信号与高速率的伪码序列相乘后直接扩展了基带信号频谱。随着伪码长度的增加，直接扩频系统具有对数增益、有效提高通信链路[3]的接收灵敏度和抗多路径干扰的能力。在现代军事通信领域中也常将采用FH/DS混合式扩频系统来提高数据链路的综合抗干扰能力。

1 扩频系统同步技术

电磁波在空间传输时存在时延效应，距离发射机越远时延越大。同时，由于目标和发射机间存在相对运动时还会存在多普勒效应。电磁波信号在无线电信号被接收时需进行载波和定时同步。在跳扩和直扩通信系统中，定时同步分别体现为跳频图案和伪码相位同步。而载波同步主要是指本地载波与接收信号载波间的频差估计和补偿。本章将分别介绍直扩和跳扩系统中常用的同步技术及原理。

1.1 跳频图案同步

按信息速率和跳频速率互相对比进行划分，跳频扩频系统可以区分成慢跳频(SFH)[3]与快跳频(FFH)。如果信息调制器输出符号速率低于跳频速率，则一个信息符号需占据多个跳频时隙，那么在这种情况下的跳频图案同步称之为快跳频；如果信息调制器输出符号速率高于跳频速率，则一个跳频时隙里可传输多个信息符号，那么在这种情况下的跳频图案同步称之为慢跳频。跳频图案同步是指接收与发送双方的跳频频率和时间的跟踪与捕捉，所以时间和跳频频率上对接收和发送双方进行严格的同步是非常必要的。跳速越快，跳频图案所对应的伪码周期越长，跳频图案同步的难度越大。

由于相关峰能量随载波多普勒频偏增大成衰减趋势，扩频接收机需要在解调前进行载波同步。与伪码相位同步的处理方法类似，载波同步也可分为捕获和跟踪两个环节。在直接扩频系统中，频偏捕获通常与伪码相位捕获同步进行。当采用滑动相关法时，可在载波频率和相位上进行二维搜索，即载波和相位均为串行搜索。载波搜索的步进量由一个多普勒频率单元构成，码相位搜索步进量由一个码相位单元构成，则一个二维信号搜索单元则由一个多普勒频移单元与一个码单元共同构成。接收机的本地码发生器调整码相位多普勒频移，某一搜索单元被其所产生的信号对准，如果信号被捕获成功则搜索停止并切换到跟踪环路，如果搜索失败则码相位自动步进一个单元，直到完成整个码域的搜索。

1.2 伪码相位同步

直接扩频系统的伪码相位同步包括伪码捕获和伪码跟踪两方面内容。首先，由于电磁波空间传输存在时延，接收机无法预知接收信号的伪码相位，因此需要通过调整本地伪码序列的相位，使其间的相位差足够小，此过程即为伪码捕获。其次，由于频率多普勒效应反映在时域上为码元间隔的压缩或展宽现象，需要在捕获后对伪码相位进行实时补偿，此过程即为伪码跟踪。利用伪码序列良好的自相关特性，伪码相位同步的本质是对接收信号的匹配滤波处理。因此，伪码周期越长，码速率越高(对应码片持续时间越小)，伪码相位同步的系统开销越大，实现难度也越大。

成熟的伪码捕获方法包括匹配滤波法[4]和滑动相关法[5-6]。滑动相关算法是指在同步搜索过程中让本地码序列发生器以不同于接收信号伪码的速率进行工作，那么这就相当于两个码互相滑动。如果发射机码速率比接收机码速率小，也就是接收机码速率比发射机码速率大，则接收机码滑动超前，反之则为滞后。如果两个码序列完全重合时，则停止滑动，完成捕获，转正常码速率的同时进入到跟踪状态。由于滑动相关算法属于对伪码相位的串行搜索，捕获时间长，不适于突发通信特点，因此在战术数据链路中普遍采用匹配滤波算法进行伪码捕获。从实现形式上划分，匹配滤波算法又可分为时域匹配滤波和频域匹配滤波算法。时域匹配滤波法框图如图1所示，其捕获思想是把接收机接收到的信号进行相关滤波处理，并以本地伪码序列为参照对象作为数字 FIR 滤波器的抽头系数。根据滤波后的输出结果，判断其是否通过预先设定的门限值。如果滤波后的输出结果超过了预先设定的门限值，则表示此刻本地与接收到的扩频序列码相位同步。如果没有超出预先设定的门限值，则表示此刻本地与接收到的扩频序列码相位不同步。

图1 时域匹配滤波器捕获方法原理示意图

时域匹配滤波器捕获技术有很多优点，最重要的一点也是应用最广泛的一点是具有能大幅缩短捕获时间。它搜索每个相位的时间节点仅为1/N个数据码元。在数据码元捕获的过程中，本地的伪随机序列与接收机收到的码元序列同时进行作相关处理运算。任意时刻所产出的相关处理运算结果都会拿来与一个预先设定好的门限值进行比较，如果得出的结果超出了预先设定的门限值，则表明此刻本地与接收的序列的相位同步。但是，时域匹配滤波法的硬件实现复杂，不适于低信噪比和码周期较长的场合。

2 FFH/DS扩频系统同步方案

2.1 FFH/DS扩频同步设计方案

工程中常用的跳频图案同步方法有以下几种：独立信道法、自同步法和同步字头法[7]。由于前两种方法或需要独立信道，或携带的同步信息量有限，均不适用于复杂电磁环境下快速突发通信特点，因此战术数据链常采用同步字头法。带生成跳频序列的同步字被发射机置于跳频信号的最前端，或离散插入这种同步字。根据同步字的特点，同步信息被接收机解调出来，达到跳频同步的目的。同时，为了提高跳频图案的抗截获能力，通常收发双方会约定跳频图案与系统时间的对应关系。这样发射机只需在前置信息内携带时间信息即可。常采用的时间信息描述方法是TOD(Time of Day)[8]格式信息。TOD是由高精度时钟提供的时间变量，收发端的TOD使跳频图案同步的关键是保持信息的一致性。TOD为64bit，由TODH、TODM和TODL这3个部分组成。以跳频系统1 000跳/s来举例说明。TODL每跳1 ms计一次数，TODL每300 ms向TODM进一次位，TODM向TODH进位的时间为1 min。因此,计算下来,TODL需9 bit，TODM需8 bit，TODH为剩下的47 bit。TODH的计数单位为1 min，换算成日、时、分计算，则需要均折算成1 min的整数倍。

使用“同步字头+TOD信息”方法进行跳频图案初始同步的一般步骤如下：

• 将跳频频率分为两个频率集：同步头频率和数据频率，一般地同步头频率为数据频率的子集，频点数量在10个以内。同时，将跳频速率分为慢速和快速两个量级，一般地快速率为慢速率的3～5倍。

• 在发送同步头时，发射机选用同步头频率集，按快速率周期性发送TOD信息。

• 在接收同步头时，接收机首先利用先验信息确定同步头频率集状态，然后按慢速率周期切换频点，以实现发射信号的“快发慢收”。接收机每个频点上滞留大于一个快速跳频周期的时间，在多个周期循环时间内完成相关累加运算，从而提取TOD时间信息。

• 接收机根据提取的TOD时间，按系统时间与跳频图案间的约定关系推算出接收机本地的跳频图案，最终完成初始同步。

本文提出的FFH/DS扩频同步方案包括跳频图案初始同步、跳频图案精确同步、直扩伪码相位捕获和跟踪。FFH/DS扩频同步方案如图2所示。伪码捕获过程应建立在TOD跳频图案初始同步的基础上，而伪码相位估计值又可辅助完成跳频图案的精确同步。本方案的跳频图案同步过程分为两个阶段：初始同步和精确同步。在初始同步阶段，采用TOD授时方式估计当前跳频频率，确定跳频频点搜索范围。在精确同步阶段，根据伪码相位与跳频周期间的固有关系，利用伪码相位估计值进一步对跳频频点及其切换时间进行修正。由于伪码跟踪精度为1/8 chip(码片)，跳频同步精度最终可达到99.98%跳频间隔。此外，受TOD时间信息±1 ms误差影响，需采用多路并行伪码捕获方案。由于跳频间隔为320 μs，±1 ms将产生±3跳频点误差。以0.5跳频间隔为搜索单元单位，设计采用15路并行捕获结构。

图2 FFH/DS扩频同步总体方案原理框图

频域匹配滤波算法又称为FFT频域并行捕获算法，并行捕获的数学原理如式(1)所示。

=S(i)⊗PN(-i)

=IFFT(FFT(S(k))·FFT·(PN(k))

(1)

其中，⊗代表卷积，IFFT代表傅里叶逆变换，FFT*代表傅里叶变换的共轭，FFT(S(k))为输入信号S(i)的频频，FFT(PN(k))为本地伪码序列PN(k)的频谱。

根据式(1)推导，其实现框图如图3所示。由于离散傅里叶变换中时域循环卷积等于频域相乘，可以通过计算接收信号和本地伪码的频域表示，并使其相乘，来代替两者时域信号的相关运算。在共轭相乘后，通过IFFT变换获得其时域表示，则相关峰最大值所对应的相位索引即为当前伪码相位估计值。因此，从数学意义上讲时域和频域匹配滤波法是等效的。但是，由于频域匹配滤波可通过调用FFT运算单元实现，且可并行实现伪码相位捕获，便于工程实现，符合突发通信快速捕获的需要。

图3 基于FFT的并行捕获原理框图

2.2 跳频图案同步补偿

由图4可以得出以下结论：在本地伪码和输入伪码在各个状态下所对应的归一化的峰值：对齐时峰值为1，相差1/2码片时峰值大约为1/2，相差1个码片时峰值接近于0。本地码如果对准则超前和滞后的包络幅度相同，同时鉴别器不会有误差信号产生。相反，本地码如果不对准，相对应时段限制范围里幅度差的大小与误差的大小是成正比的，并且超前和滞后的包络幅度也不尽相同。单位码元间隔内所能获得的采样点数量越多，可调码相位精度就越高。

为了精确补偿传输延时，需根据伪码捕获和跟踪结果对接收机本地时间进行实时调整，即伪码捕获辅助调频同步。图5是以0.5 hop为间隔的并行伪码捕获在接收信号与本地信号存在最大跳频频点相位差时的延时补偿示意图。图中， 斜线方框表示频点对齐的

图4 伪码相位相关运算结果

伪码周期，井字线方框为未对齐的伪码周期。最大相位差出现在接收信号相位恰好在超前和滞后路相位的中间，即相差±1.25周期时。以接收信号相位为基准，Tinte为相位差的伪码周期L整数部分，Tdec为小数部分(0.5 chip的整数倍)。因此，跳频图案精确同步的主要任务在于利用伪码捕获结果精确补偿收发机跳频频点的相位差。

图5 最大相位差时的延时补偿示意图

跳频图案精确同步的步骤如下：

• 以1 hop持续时间内采样点数量为周期进行采样计数，建立样值与伪码相位估计值间的对应关系；

• 根据伪码相位粗捕获得的伪码相位估计值(Tdec)，调整15路并行捕获支路上的跳频频点切换时间，使其小数部分误差缩小至±0.5 chip(码片)以内；

• 以伪码相位精块判决获得的最佳支路为准，等效补偿跳频频点切换时间误差的整数部分；

• 以开环跟踪判决获得的最佳支路为准，进一步补偿跳频频点切换时间误差的小数部分，并最终把误差控制在±1/8 chip(码片)以内。

3 结束语

本文介绍了一种适于FFH/DS扩频系统的接收同步方法。首先，利用参考时钟和TOD信息完成跳频初始同步；然后，利用频域匹配滤波法和PMF-FFT频率估计法进行伪码相位捕获，并采用开环跟踪结构进行伪码相位跟踪；最后，根据伪码相位与跳频图案切换时间间的固有关系，利用伪码相位同步结果辅助完成跳频图案的精确同步。本方案的跳频图案同步精度等同于伪码相位同步精度，为±1/8码元间隔。