一种新型HVDC电容型断路器拓扑

武董一， 李嘉龙， 许建中， 赵成勇

(华北电力大学 新能源电力系统国家重点实验室，北京 102206)

收稿日期：2020-04-16.

基金项目：国家重点研发计划项目(2018YFB0904600)；国家自然科学基金项目(51607065).

0 引 言

随着世界范围内化石资源的日益枯竭，可再生能源的发展势不可挡[1-3]，柔性直流电网也随着快速发展。目前，正在建设的张北±500 kV四端柔性直流电网示范工程将在全世界范围内首次实现风电经直流电网向特大城市供电[4]。

而相比于传统交流系统，由电力电子设备组成的直流电网是一个“低惯量、低阻抗”系统，响应时间常数比交流电网至少小2个数量级[5-6]。当直流线路发生严重故障时，换流器及直流侧的各种储能元件都会向故障点馈入能量，导致流过电力电子开关器件的电流迅速上升，如若不及时将故障进行隔离和清除，将危害器件甚至整个直流电网和交流电网系统的安全[7]。因此，及时清除故障线路、保证健全线路的功率传输是保证直流电网可靠运行的前提。

现阶段清除直流故障的方案中最为普遍的是采用直流断路器[8]，张北四端工程中也采用直流断路器来切断故障，断路器方案一般通过增大故障回路电阻来抑制故障电流。

根据直流断路器中主要开关元件的不同，可分为：机械式直流断路器[9]、全固态直流断路器[10]以及混合式直流断路器[11-12]。机械式断路器采用快速机械开关实现过零点来切断故障电流。然而随着电网容量的上升和电压等级的提高，机械式断路器愈发难以满足需求。全固态断路器使用电力电子设备来切断故障电流，具有速度较快和使用寿命较长的优势，但其造价较高。混合式断路器综合了机械式断路器与全固态断路器的优势。基于电容的混合式断路器一般采用故障时插入预充电电容来抑制故障电流，因其快速性、开断能力等优势近年来愈加受到国内外的重视。

文献[13]提出了一种适用于高压直流输电系统的预充电电容型断路器，可在零电压下断开机械开关，但其没有给出对应的重合闸策略也无法处理双侧直流故障。文献[14]中提出了一种由电容和二极管阀组串联作为主支路的电容换相型断路器，并提出了几种扩展拓扑结构来减小通态功率损耗。但其工作原理和控制策略较为复杂，且10 ms的故障隔离时间难以满足大容量直流输电需求。文献[15]提出了一种主电路中电容初始电压为零的混合断路器，但其故障隔离时间约为10 ms，且不能切断双向故障电流。文献[16]提出了一个主电路采用电容作为缓冲的断路器，但其器件需大量的IGBT，经济性较差。文献[17]提出了一种采用预充电电容型断路器拓扑并对比了经济性方案，然而其只针对单极故障线路给出了解决办法。

另一大直流故障清除策略为降低故障回路电压，比如具备子模块闭锁能力的混合型模块化多电平换流器，其内部采用的全桥型子模块使得换流站出口电压降为零，直流母线电流降为零[18-19]。

因现有电容型断路器中包含大量电力电子器件从而经济性较差，且传统方案断路器故障隔离速度难以满足需求。本文提出了一种基于电压钳位的电容型直流断路器。通过故障时电路中接入预充电电容产生钳压电压使网侧线路电压降为零，进而隔离故障，并进行耗能过程。本文所提的故障隔离方案比其他方案更为快速，从而可以加快电网的恢复过程。在此基础上，本文提出了相应的双向分段、电容分级投入、重合闸策略、单双极方案等配套设计，最后使用PSCAD软件，通过采用断路器后的电压、电流、暂态能量仿真验证了本文方案的可行性。

1 电容型断路器拓扑及其工作原理

1.1 电容型断路器的拓扑结构

图1为本文所提的电容型断路器拓扑，包括通流支路、充电支路、钳压支路、能量耗散支路和电容放电支路。

图1 电容型断路器拓扑结构Fig.1 Topology of capacitor-based circuit breaker

通流支路包括负载转化开关(Load Commutation Switch，LCS)和超快速机械开关(Ultra Fast Disconnector, UFD)UFD1、UFD2。

钳压支路为拓扑核心支路，包括钳压电容C、IGBT开关T3、二极管Dc。

充电支路包括剩余电流开关(Residual Current Breaker，RCB)RCB1、充电电阻Rc和分压电容Cc。

能量耗散支路包括IGBT开关T4、耗能电容Cd和耗能电阻Rd。

电容放电支路包括剩余电流开关RCB2、放电电阻Rr和放电电容Cr。

1.2 电容型断路器的工作原理

本节将分三个阶段介绍本文拓扑的工作原理。

(1)充电阶段

如图2所示，在正常电流流过通流支路时，闭合RCB1，直流线路开始向钳压电容C充电。

图2 充电阶段Fig.2 Charging process

直流电流iMMC中包括正常的低损耗通流iLCS和给钳压电容充电的充电电流icharge。充电支路中二极管DC使得该支路不会发生震荡，充电完成后RCB1打开，充电电流降为零。

(2)钳压阶段

钳压阶段将通过钳压电容使故障钳位，隔离故障。

t0-t1：故障检测。t0时刻发生直流故障后，保护装置需要时间检测故障，此阶段断路器不动作，故障电流经过通流支路流向故障点。

t1-t2：电流转移。如图3(a)所示，t1时刻保护装置检测到故障，发出指令闭锁通流支路，同时通流支路中电流转移到T3支路中，待通流支路电流降为0，关断UFD1，一般而言，机械开关的分断需2 ms延时[20]。

t2-t3：钳压过程。如图3(b)所示，UFD1已关断，t2时刻将T3闭锁，并接入钳压电容C。钳压电容在充电阶段的一定电压值基础上继续充电，充至钳压电容C的两端电压为换流站直流电压，此时uC=uMMC。此阶段故障电流下降，同时T4开通续流回路。t3时刻，iclamp降为零，UFD2关断，完成故障隔离。

(3)耗能阶段

在钳压阶段隔离故障后，耗能阶段通过能量耗散支路消耗网侧能量，并完成故障清除。

t3-t4：等待关断。t3时刻，iclamp降为零后，等待机械开关UFD2约2 ms的分断时间。

t4-t5：耗散能量。如图4所示，UFD2已关断，将T4闭锁，并接入耗能电容Cd和耗能电阻Rd。最终于t5时刻完成故障清除，后续将准备重合闸操作。

图3 钳压阶段Fig.3 Voltage clamping process

图4 剩余能量耗散阶段Fig.4 Diagram of residual energy dissipating process

2 电容型断路器配套设计

本节针对所提断路器方案，提出了三种配套设计方案，即双向分断结构、电容分级投入和两种重合闸策略，对相应的工作原理和工作过程进行了分析，并分析了每个结构的意义和作用，以改善现有同类方案实用性较差，适用范围较窄，稳定性不足的缺点。

2.1 双向分段

在直流电网系统中，由于故障位置具有随机性，且电流是可以反转的[21]，仅具备单向故障分断能力的直流断路器是难以满足直流电网后备保护的需求的。

本文所提拓扑在钳压支路和能量耗散支路的两端均配置一组二极管整流桥，在这种电路结构下，无论电流是从左侧流向右侧，还是从右侧流向左侧，钳压支路和能量耗散支路中流过的电流的方向都是不变的，因此无论故障电流流向如何，断路器都能正常的分断故障电流。

图5(a)为故障点在断路器右侧时，故障清除阶段的电流方向为由左向右；图5(b)为故障点在断路器左侧时，电流方向为由右向左。

图5 直流故障点在不同位置时的故障电流流向Fig.5 Fault current paths for different locations of DC fault

可以看到，对于钳压支路来说，无论电流方向如何，钳压支路上流过的电流都是由上至下，因此钳压支路能够正常的进行钳压过程；对于耗能支路来说也是类似的，无论电流方向如何，支路上流过的电流都是由左至右，可以正常完成故障隔离与清除工作。

2.2 分级投入结构

钳压支路中的电容实际上可以采用若干电容模块串并联组成。在故障清除过程中，如果将全部电容模块在同一时刻投入故障回路，由于其总体的容值很小，等效阻抗较大，由此引发的电压冲激会很高，容易对断路器的其他部分造成影响。如图6所示，本小节提出的电容分级投入结构，将串联电容按顺序以一定的延时依次投入故障回路。

图6 电容分级投入结构Fig.6 Step-insert structure of the clamping capacitor

初始状态下，5个IGBT开关TⅠ、TⅡ、TⅢ、TⅣ、TⅤ均处于导通状态，其两端并联的电容均被旁路。此处的5个串联模块数仅为分析方便，在实际的工程配置中，串联数可以根据实际情况来进行配置[22]。

状态1中，TⅠ关断，将其对应的电容CⅠ投入电路。在接下来的四个状态中，IGBT按照固定延时依次关断，将电容依次投入电路中，直至状态5中全部电容完全投入。

分级投入结构有两个优势，其一，由于单个模块的阻抗远远小于整体阻抗，因此逐个投入会使得支路的阻抗逐渐升高，而不是瞬间升高，这样可以降低由此引发的冲激；其二，可以通过调整设置的延时来调整钳压支路投入所用的时长，以此来进一步对冲激进行调节，或者是调整故障清除过程的时序。

为进一步分析钳压电容的分级投入过程，本节通过将该拓扑放置在一单端等效系统中进行模拟分析。断路器串联电容模块个数设为5个，每个为50 μF，投入延时分别设为0.1 ms、0.2 ms和0.3 ms，重点考察钳压电容在钳压阶段的电压波形，得到的结果如图7示。

图7 分级投入结构仿真波形图Fig.7 Wave diagram of step-insert structure

从图7中可以看到，三个波形都是随着不同时间的推移呈现阶梯式上升的趋势，其中的每一个阶梯对应的是一个模块的投入，而模块的依次投入也可以相应的降低电路中所产生的冲激。另外，设置的单次投入的延时越长，整个阀段完全投入所用的时间也相应越长，这可以用来进行故障处理时序的调整。

2.3 电容放电和重合闸策略设计

在充电阶段和钳压阶段结束后，需对钳压电容电压进行放电。电容放电回路如图8所示，可通过调节放电电容Cr来调节钳压电容C放电后的电压值。

图8 电容放电回路设计方案Fig.8 Design of capacitor discharging branch

常见的电网实际运行经验表明，架空线大多时候发生的故障都是瞬时性故障，只有不到10%的故障是永久性的[20]。高压直流断路器的重合闸设计不仅能够提高系统的输电可靠性，提高暂态性能，还能降低因为短时功率缺额引发的各种危害的可能性及额外损失。本文针对瞬时性故障与永久性故障给出了两种重合闸操作：

操作A：如图9(a)所示，直接重合通流支路的器件UFD1、T1和UFD2。重合闸操作后系统恢复至正常运行状态，系统的恢复速度较快，钳压电容放电在重合闸后进行。

操作B：如图9(b)所示，先重合UFD2，此时若线路电流较小，可判断系统发生的是暂时性故障，故可以将通流支路重合使系统进入正常运行状态；若发生永久性故障，由于此时钳压电容接在故障回路内，因此断路器会直接进入钳压阶段，以再次处理故障，直至再次清除故障。此操作为试探性部分重合闸操作，钳压电容先放电、后重合。

图9 两种重合闸操作过程Fig.9 Two kinds of reclosing process

操作A和操作B均能处理两种不同故障。操作A先重合后放电，更适合暂时性故障多发的线路，处理暂时性故障时系统的恢复速度很快，在处理永久性故障时会存在延时较长或冲激较大等问题；操作B先放电后重合，更适合永久性故障多发的线路，处理永久性故障时能够迅速进入并完成第二次故障清除阶段，处理暂时性故障时其延时相对会比较长。

本小节选取典型工况进行分析，即出现暂时性故障时采用重合闸操作A、发生永久性故障时采用重合闸操作B。其中，钳压电容C=10 μF，分压电容CC=5 μF，耗能电容Cd=100 μF，放电电容Cr=7 μF，充电电阻、耗能电阻和放电电容Rc、Rd、Cr=100 Ω，两种故障工况下得到的波形分别如图10所示。

图10 两种故障下的重合闸波形图Fig.10 Wave diagram of reclosing process under different fault conditions

图10中标记有圆圈的波形图展示的是采用重合闸操作A处理的暂时性故障的线路电流、电容电流和电容电压的波形。t=1.96 s时为最初的钳压电容预充电阶段。t=2 s时发生第一次故障，断路器动作将故障清除之后，线路电压和电流均降为0，钳压电容的电压不变。经过200 ms的去游离时间之后，首先进行重合闸，将稳态通流支路全部恢复。可以看到，线路电流和电压恢复至最初的水平，由于此时故障不再存在，因此电流和电压能够维持在这个水平。达到稳态后，再对钳压电容进行放电处理。

图10中标记有星形的波形图展示的是采用重合闸操作B处理的永久性故障。同样的，t=2 s时发生第一次故障，断路器动作将故障清除之后，线路电流和电容电流均降为0，隔离故障后首先通过放电支路将钳压电容进行放电。在t=2.2 s时进行重合闸，将钳压电容接至回路中，此时，由于故障仍然存在，因此钳压电容会被迅速充电，此时相当于直接进入了第二次故障的钳压阶段。由于此次故障清除操作省去了电流转移阶段，因此故障电流发展时间短，体现在各个波形上，线路故障电流和线路电压相比第一次故障更小，钳压电容的末态电压也比第一次故障要更小。可以看到，第二次故障清除的清除速度和效果都要优于第一次。

3 仿真分析验证

3.1 仿真系统

为进一步验证和分析本文所提出的电容型断路器拓扑的故障处理能力，在PSCAD/EMTDC下建立基于半桥MMC的双极四端直流电网系统，利用PSCAD/EMTDC软件对故障清除过程进行仿真[23]。该系统的具体参数如表1所示，系统结构图如图11所示。

表1 四端直流电网参数

图11 四端直流电网示意图Fig.11 Diagram of four-terminal DC grid

3.2 参数设计与优化

充电过程中，主要分析分压电容、充电电阻的作用。即确定一组基准值，之后通过改变取值来观察对应参数变化对其他参数的影响[24]。

图12所示为分压电容Cc分别为5 μF、10 μF和15 μF时，充电电流和充电电压的波形。在充电过程中分压电容Cc和钳压电容C彼此分压，调节分压电容Cc的值就可以调节钳压电容C的初始电压。分压电容Cc的容值越小，钳压电容C上所分配的电压值就越低，相应的，由于充电回路的感抗相应变大，因此充电电流也就越小。

图12 分压电容波形图Fig.12 Wave diagram of divider capacitor Cc

图13所示为充电电阻Rc分别取50 Ω、100 Ω和150 Ω时的充电电流和充电电压的波形。充电电阻的取值越大，充电电流的值越小，充电电压相应也越小，但是充电时间反而会有一定的延长。

图13 充电电阻波形图Fig.13 Wave diagram of charging resistor Rc

分压电容对充电过程各个参数起主要调节作用，充电电阻起次要调节作用。具体到充电过程中的电气参数，主要有充电电流、充电电压和充电时间三个，减小充电电流可以通过增大分压电容、增大充电电阻来实现，降低充电电压可以通过减小分压电容、增大充电电阻，缩短充电时间可以通过减小分压电容、减小充电电阻来实现。

钳压支路的核心器件是钳压电容，改变钳压电容的取值，得到钳压过程中电容电压和支路电流的波形，如图14所示。

图14 钳压电容波形图Fig.14 Wave diagram of capacitor C

从图14中可以看到，钳压电容越小，在钳压过程后达到的电压也越高，但钳压过程的时间会越短。钳压过程的时间决定了故障隔离的时间。动作的快速性是本文关注的重点，因此应优先考虑降低钳压过程的时间。钳压容值较小变可以加快故障隔离，但过小则会造成钳压电压值的过大，不同情况下综合考虑二者关系，选取合适的取值。

耗能支路中通过改变耗能电容的容值，得到耗能过程中耗能支路的电流波形，如图15所示。

图15 耗能电容波形图 Fig.15 Wave diagram of dissipating capacitor Cd

从图15中可以看到，当耗能电容减小时，支路中的电流也会降低得更快，耗能过程会进行的更加迅速。但下降速度过快则容易对器件造成较大冲击。不同情况下可以根据耗能时间和耗能电流来进行选取耗能电容。

通过合理的调整器件参数的取值，可以基本实现充电过程各个电气量的精确控制，以便和整个故障清除时序、或是各个保护整定值相配合，提升整体钳压器的性能以及和直流系统的匹配程度。

3.3 断路器性能分析

本小节以MMC1和MMC2两端之间的单极短路故障为例，验证所提断路器的故障处理效果，故障检测时间为1 ms，UFD延时为2 ms，图16为仿真得到的电流、电压和能量波形。

图16 仿真波形图Fig.16 Wave diagram of software simulation

t0-t1：t=2 s(t0时刻)发生单极短路故障，换流站出口侧电流iMMC迅速增长，且与通流支路电流iLCS增长保持一致；换流站出口侧电压uMMC与网侧电压uGRID迅速下降。此阶段等待系统检测故障。

t1-t2：在电流转移阶段，t1时刻保护装置检测到故障，通流支路闭锁iLCS降为0，开始关断UFD1，电流转移至钳压支路中，钳压支路电流iC迅速增长，且与换流站侧电流iMMC增长保持一致。在t0-t2阶段时：iMMC=iLCS+iC。

t2-t3：在钳压阶段，钳压电容C接入回路，继续充电至钳压电容C的两端电压为换流站直流电压，此阶段iC减小，uC=uMMC。系统开始恢复，故障电流下降，同时开通能量耗散支路，iDIS开始增长。t3时刻iMMC=0，故障隔离完成，故障隔离时间约为5.6 ms，与其他电容型断路器约10 ms的故障隔离时间[15]相比，本文所提断路器可以有效加快故障隔离时间。

t3-t4：等待UFD2约2 ms的关断。

t4-t5：在耗能阶段，耗能电容Cd和耗能电阻Rd接入，网侧电流iGRID和耗能电流iDIS逐渐降低保持一致；耗能电容电压uDIS因其充放电过程先逐渐升高后逐渐降低，网侧电压uGRID因耗能电容在线路和接地点间反接，故先减后增。最终iGRID、uGRID和uDIS降为0，故障清除完成。

随着直流短路故障时，直流短路故障电流的快速上升，也伴随换流站中暂态能量的动态变化。图16(c)为换流站1中断路器动作与否的能量分析，以2 s时能量初始值为零为参考，2.02 s故障清除时，本文所提断路器可以减缓换流站1中能量增长，间接地反映对故障电流的影响，有利于直流电网故障后恢复重启。

3.4 双极短路故障线路设计

本小节以MMC1和MMC2两端之间的双极短路故障为例验证断路器的故障处理效果，根据换流器出口位置以及正负极线的方向对断路器的安装方法、接线和器件极性进行了设计。两端换流站间双极四台断路器的设计安装如图17所示。

图17 双极线路设计Fig.17 Design of bipolar transmission line

由于故障时，正极线上的高电势点在换流侧，负极线上的高电势点在短路点，所以钳压支路的电容必须置为相反方向；同时由于稳态通路的电流转移时需要由IGBT关断电流，故线路上的IGBT开关组也需要设置为相反方向。

针对正极线路与负极线路的不同，钳压支路中钳压电容设置为相反方向，且线路的IGBT也设置为相反方向。充电支路可直接正负极相接，去掉接地点以节省器件。能量耗散支路也可以直接正负极相接，但接地点需保留以通过能量耗散回路清除故障。

采用本文所提出的双极线路安装方法进行仿真，故障点设在换流站A出口附近，得到四台断路器的出口电压波形，分别如图18所示。

图18 换流站两端仿真波形图Fig.18 Wave diagram of converter station between two terminals

对比以上波形图，可以看到，正极线的断路器在动作时，其出口电压由+500 kV经一定震荡过程降至0，负极线的断路器在动作时，其出口电压由-500 kV经一定震荡过程升至0。另外，故障点近端的断路器，其电压波形在暂态过程中震荡较弱，而且震荡消除较快；故障点远端的断路器，其电压波形在暂态过程中震荡较强，而且震荡消除较慢。这可能是由于故障远端的断路器与故障点之间的线路较长，在暂态过程中，线路的等效电感很大，因此引起的震荡也比较大。

4 结 论

本文针对所提出适用于HVDC的可快速隔离故障的电容型直流断路器，首先分析了断路器的拓扑结构，按照工作过程的顺序分析了其工作原理；之后，针对断路器在直流电网中的应用，提出了三种配套设计方案，对其原理进行了分析。最后，通过PSCAD软件在单双极故障下进行了仿真验证，并进行了参数设计与优化，分析了有无断路器下的暂态能量，结论总结如下：

(1)本文所提断路器以电容为核心器件，采用小容值电容作为钳压电容，结合预充电过程，快速隔离故障，其后缓慢耗散能量。其工作过程可以分为充电、钳压和耗能过程，对各阶段工作原理进行了分析。

(2)本文共提出三种配套设计方案，包括双向分断结构、分级投入结构、电容放电和重合闸策略设计，提升稳定性，满足可靠清除直流故障的需求。

(3)利用仿真对断路器的工作过程进行了模拟，分析电流电压与暂态能量的变化，并对不同参数下的电容、电阻值进行了设计与优化，其结果验证了本文方案的可行性，对于今后断路器发展具有借鉴意义。