一种宽电流工作范围的CT取能电源设计方法

卢治江 王玮 徐丙垠 梁栋 高田玮

摘  要： 针对利用CT从母线取能的电源设计中存在的小电流时供电死区和大电流时电源发热的矛盾问题，文中提出一种宽电流工作范围的CT取能电源设计方法。在小母线电流时使铁芯以最大功率输出实现了铁芯体积的最小化，在大母线电流时通过铁芯的功率输出导通角的自适应控制，实现了电源电路对铁芯输出功率的控制，从而很好地避免了电源发热。建立CT取能的等效模型，给出该电源方案的详细设计。实测结果表明，该电源在20～1 000 A的母线电流范围下，可稳定提供5 W功率输出，且电源在大母线电流时也无明显发热现象，验证了所提方法的有效性。

关键词： CT取能系统; 电源设计; 等效模型建立; 功率输出控制; 自适应控制; 实验测试

中图分类号： TN86?34; TM727                   文献标识码： A                       文章编号： 1004?373X（2020）06?0124?05

A design method of CT draw?out energy power supply with wide operating range current

LU Zhijiang， WANG Wei， XU Bingyin， LIANG Dong， GAO Tianwei

（School of Electrical and Electronic Engineering， Shandong University of Technology， Zibo 255049， China）

Abstract： In allusion to the problems existing in the power supply design of CT draw?out energy from bus， i.e. there is powered dead zone at small currents and power supply occurs in heating phenomenon at large currents， a design method of CT draw?out energy power supply with wide operating range current is proposed. At small bus currents， the volume minimization of iron core with the maximum power output is realized. At large bus currents， the power supply circuit can control the output power of the iron core by means of the adaptive control of the power output conduction angle of the iron core， so as to avoid the heating of the power supply. The equivalent model of CT draw?out energy is built， and the detailed design of the power supply is given. The actual measured results show that the power supply can stably provide 5 W power output in the bus current range of 20～1 000 A， and has no obvious heating phenomenon when the bus current is large， which verifies the effectiveness of this method.

Keywords： CT draw?out energy system; power supply design; equivalent model building; power output control; adaptive control; experimental testing

0  引  言

随着电力行业对供电可靠性要求的不断提高，输电线路在线监测技术得到了越来越广泛的应用[1?2]，例如输电线路绝缘子污秽监测、绝缘子泄漏电流监测、覆冰监测、分布式行波测距等。由于输电线路在线监测设备长期工作在野外，其电源一般不能由低压侧直接供给，因此电源技术成为制约其发展和应用的关键技术之一。

常用的在线取能方式有太阳能板供能、激光供能、分压电容器取能、利用CT从母线取能等[1]。上述各种方式中，利用CT从母线取能的方式具有可靠性高、寿命长、电源体积小、结构紧凑、绝缘封装简单、使用安全等优点，因此该方式也成为目前实用化程度最高的取能方式[3?6]。利用CT从母线取能的方式主要存在两个问题：

1） 母线电流过小时，电源不能取得足够功率，因此存在供电死区;

2） 母线电流过大时，电源输入功率过大从而导致电源发热。

针对以上问题，本文提出了一种宽电流工作范围的CT取能电源设计方法，该方法通过为取能铁芯选择合适的尺寸与副边匝数[4]，使铁芯在小母线电流时以接近其最大功率进行输出，从而最大程度地降低供电死区;在大母线电流时，通过对取能铁芯的功率输出导通角进行控制，实现对后续电源电路输入功率的控制，从而避免了电源的发热。该电源在20～1 000 A母线电流范围下实现稳定的5 W功率输出，并通过实际测试验证了该方法的正确性。

1  CT取能系统分析

CT取能线圈功率输出的等效模型如图1所示。

根据电磁感应定律、磁动势平衡方程及全电流定律可知：

式中：[E2]为取能线圈副边感应电压（有效值）;f为母线电流频率;N1，N2分别为原边和副边匝数，[N1=1];I1，I2，Im分别为一次电流、二次电流及铁芯的励磁电流;Φm为主磁通;Bm为磁感应强度;Hm为磁场强度;S为铁芯截面积;l为平均磁路长度;μ为铁芯磁导率，μ=μ0 μr，μ0为真空磁导率，μr为相对磁导率。

联立式（1）～式（4），副边输出功率P可表示为：

由式（6）可知：铁芯输出功率存在一个最大值，该最大值只与铁芯材料、截面积、平均磁路长度及母线电流有关，与副邊匝数无关[7]。由于电源的等效阻抗是一个固定值，要使，其副边匝数也就是确定的。因此对一个材料和尺寸确定的铁芯，必定存在一个确定的副边匝数，使其电源电路对应铁芯以接近其最大功率进行输出[8]。

2  电源系统设计

本设计以用于110 kV输电线路的分布式行波测距装置为应用背景，研究了一种新的CT取能电源设计方法，该电源可在母线电流20～1 000 A的宽电流范围下，稳定输出5 W功率。图2为本文设计电源的结构框图，包括导通角控制电路、整流滤波电路、DC?DC转换电路。其中导通角控制电路通过控制副边绕组的功率输出导通角，进而对铁芯的输出功率进行控制;整流滤波电路用于将交流电压转换为单向脉动直流电压后并降低纹波;DC?DC转换电路用于将整流滤波后较高的直流电压变为负载需要的直流电压，并保证该电压不受一次电流和负载变化的影响[9?10]。

2.1  取能铁芯及副边绕组匝数的设计

铁芯设计的原则是在满足取能要求的前提下尽量降低铁芯的尺寸，铁芯的尺寸是由其最小工作电流要求决定的。根据式（6）可知，选择初始磁导率高的铁芯材料能降低其最小工作电流。考虑到在线监测设备多具有带电安装的要求，必须对铁芯进行切割，因此必须考虑气隙对铁芯功率的影响[4]。以20 A时输出5 W功率为原则，根据式（6），铁芯内径至少要40 mm，同时考虑电源安装时线路的外径、副边绕组厚度、绝缘厚度因素，最终铁芯内径选取65 mm、外径95 mm，纵高110 mm、带0.035 mm开口气隙的O型硅钢片[4]铁芯进行设计。

本设计所应用的分布式行波测距装置其静态功耗为5 W，使用5 V电压。因此对电源测试来说，可用5 Ω电阻对实际分布式行波测距装置进行等效。根据不同母线电流时铁芯均存在最大功率输出点的理论，其副边匝数使要求的最小工作电流20 A时铁芯能够以最大功率进行输出。考虑到本设计中电源电路的电压要求其副边匝数最少为100匝，因此为了确定最佳副边绕组匝数，采用了实测寻找的方法，匝数从100匝开始，以5匝为单位进行增加，同时对负载的电流和电压进行测量。当等效电源电路的输出功率达到最大时，此时的副边绕组匝数即为系统需要的最佳匝数。本设计中，20 A时铁芯输出最大功率对应的副边绕组匝数为130匝。

2.2  导通角控制及整流滤波电路

电源的导通角控制及整流滤波电路如图3所示，导通角控制电路用于控制铁芯副边绕组的功率输出导通角，其目的是控制电源电路对铁芯输出功率的获取。利用可控硅在电压过零点时自动关断的特性，选用双向可控硅可使电源前端电路在每个周波内均自动“导通关闭”2次，若副边绕组每半个周波内的功率输出导通角都为θ，则铁芯线圈的副边输出功率P为：

式中：导通角θ取值范围为0°～180°;[ω]为系统频率;[φ]为母线电流和铁芯励磁电流之间的相位差，并当等效阻抗固定时，[φ]为常数。

正半周波内，可控硅TR1，TR2最初不导通，副边电压Uin在过零后开始增大，Uin整流变为直流电压后在为负载供能的同时对电容C1，C2充电，C1，C2充电到一定大小时，此时副边电压Uin的瞬时值增大到使稳压管D1导通，进而分别触发可控硅TR1，TR2导通，在TR1，TR2导通期间，电源停止获取功率，此时利用C1，C2放电为负载供能，C1，C2在放电过程中其电压不断下降。负半周波内，可控硅在其两端电压过零时首先自动关断，Uin瞬时值从零点开始不断增大，这期间Uin整流后在为负载供能的同时再次对电容C1，C2充电，当C1，C2充电到一定大小时，Uin的瞬时值又增大到使稳压管D2导通，进而再次触发TR1，TR2导通，此时电源再次停止获取功率，此后再次利用C1，C2放电为负载供能，如此循环反复。C4，R1构成双向可控硅的阻容吸收回路，用于吸收通断瞬间的高频信号。

由此可见，通过选择合适的储能电容C1，C2大小，即可保证每半个周波内电容的储能能够满足该半周波功率导通角不导通期间为负载不间断地提供功率。母线电流越大，Uin越大，Uin的瞬时值越早达到稳压管阈值，可控硅越早导通，其导通时间越长，铁芯线圈的有效功率输出时间越短，对应的功率输出导通角θ越小，因此不同母线电流也即实现了对副边输出功率导通角θ的自适应控制。

此外，由于可控硅导通时间由Uin的瞬时值决定，因此对大母线电流来说，其较大的电流瞬时值也被及时导通的可控硅进行了分流从而避免其流入电源电路，也就避免了大电流时的电源发热，从而保证了电源的寿命和可靠性。

导通角控制电路后为全波整流电路，考虑到副边电压较高，而副边电流较小，选用正向导通压降较小的整流桥芯片MB2S，其反向耐压为200 V，正向电流可达30 A;C1，C2选用100 μF、耐压63 V的电解电容，电容C3用于滤除高频干扰。

2.3  DC?DC转换电路

电源的DC?DC转换电路如图4所示。DC?DC转换电路将整流滤波后交流分量较小、数值较高的直流电压变为负载需要的直流电压，并保证该电压不受一次电流和负载变化的影响。DC?DC处理电路是基于隔离反激式变换器构成[11]。

当开关管IRFR220N导通时，反激变压器一次侧有电流通过，将能量储存在反激变压器中，此时二次绕组与反馈绕组输出的电压极性是上负下正，二极管截止，没有输出电压，一次绕组电流线性增加，直到达到电流峰值时，开关管关断;在开关管IRFR220N关断时，一次绕组没有电流通过，因电磁感应原理，产生上负下正的感应电压，二次绕组与反馈绕组产生上正下负的感应电压，二极管导通，反激变压器中储存的磁场能量转化为电能释放到二次绕组和反馈绕组，并经过整流滤波后获得输出电压。由于选用峰值电流控制模式的反馈控制芯片NCP1234作为主控单元，芯片固定震荡频率为100 Hz。开关频率很高，则输出电压基本保持稳定。输出电压经过光电耦合器LTV?357T后，在集电极产生反馈电压，此电压在控制芯片的FB端内部经过调理产生的电流，与CS端检测到的电流ICS进行比较，当ICS小于调理后電流时，控制芯片的DRV端输出的PWM信号使开关管保持导通，当ICS等于调理后电流时，DRV端输出的PWM信号使开关管关断，并在下一个开关周期起始自动导通，如此循环反复。

通过电阻分压来保证比较器LM2903的同相输入端电压恒大于反相输入端电压，使比较器LM2903恒定输出高电平。假设二极管VD1正向导通压降为0.7 V，LM2903自身压降为Vb（大于1 V），则满足关系：

进而就确保了U0始终大于Ufb，避免Ufb过高烧坏控制芯片FB端。

隔离反激式变换器中开关管IRFR220N作为PWM调制器，反激变压器与光电耦合器LTV?357T起到隔离作用，反激变压器也等效为一个储能电感，不断地储存能量和释放能量。C5，C6，C7并联使输出电压纹波平滑，也为瞬态负载响应提供了电荷泵，选择三个A型贴片钽电容（100 μF，20 V）。为了限制VCC端的纹波电压，C8，C9选择两个E型贴片钽电容（10 μF，25 V），C10选择100 nF贴片电容。隔离反激式变换器不仅所用器件少，电路结构简单，同时能实现输入与输出电气隔离，降低了电源端对负载的干扰。

3  实验测试

本设计电源应用于110 kV输电线路的分布式行波测距装置，该电源要求在原边电流20～1 000 A的宽电流范围下，均能稳定地为装置提供5 W功率。

通过搭建实验平台，来验证本电源设计方法的正确性。按照设计参数制作取能铁芯，使用130匝、外径粗细规格1.8 mm的漆包线绕制副边绕组。使用升流器输出测试用原边电流，利用滑动变阻箱作为负载。实验平台如图5所示。

导通角控制电路中双向可控硅选择BTA41600，其最大工作电流达到45 A，耐压级别达到600 V。通过产生10～1 000 A电流，用示波器实测可控硅两侧电压波形，该波形即铁芯线圈副边输出电压波形，该波形反映出不同原边电流时铁芯具有不同的输出导通时间。图6为不同原边电流时的电压波形。

当原边电流较小时，如图6a）所示，铁芯磁通未饱和，波形近乎为正弦波。随着原边电流升高，如图6b）～图6i）所示，铁芯开始饱和，波形畸变为尖波;且随着原边电流的增大，副边电压Uin越早使稳压管D1或D2导通，使得铁芯的功率输出导通角越小，其电压波形越早变为0 V，实现了导通角控制电路对铁芯输出功率的自适应控制。

针对CT取能电源负载的5 W，5 V输出要求，使用5 Ω的等效负载对电源进行整体测试。表1为原边电流10～1 000 A时，负载电阻R的两端电压VOUT及负载获得功率的实测数据。

由表1可知，原边电流为10 A时，电源只有在空载时才能输出5.01 V电压，接任何大小负载该电压均变为0 V。因此原边电流为10 A时，任何大小负载均不能获得足够的功率。当原边电流达到最少20 A时，其输出功率可以达到5 W以上。

为验证最小原边电流20 A时铁芯以接近其最大功率进行输出，通过改变负载电阻测试电阻所获得的功率，实测数据如表2所示。

由表2可知，原边电流固定为20 A，当等效负载为5 Ω时，取能电源接近其最大功率输出。

实验测试表明，该电源能够在母线电流20～1 000 A的宽电流范围下，均能提供5 W的功率输出，且在大母线电流时也未出现明显的发热现象，完全满足设计要求。

与目前在线监测装置的取能方式相比，本文所提出的宽电流工作范围的CT取能电源方案，其体积更小、结构更简单、成本更低，能够对负载长时间稳定供能，而且避免了母线大电流时电源的发热。将该电源样机用于110 kV输电线路的分布式行波测距装置，挂网运行表明，其运行效果良好，有很好的工程实用价值。

注：本文通讯作者为王玮。

参考文献

[1] 于玉铭，陈常涛，邹振宇，等.负载对CT取能的影响分析及实验研究[J].中国电力，2016，49（4）：97?102.

[2] 刘明兴.输电线路在线监测装置感应电源的研究与设计[D].沈阳：沈阳农业大学，2017.

[3] 王玮，贾明娜，张新慧，等.一种电子式电流互感器的高压侧设计[J].自动化仪表，2016，37（1）：81?84.

[4] 岳天琛，刘亚东，何志苠，等.感应取能电源磁芯功率输出特性研究[J].高压电器，2015，51（1）：18?23.

[5] 端木林楠，余占清，彭珑，等.多通道雷电流在线监测系统的研发和应用[J].中国电力，2015，48（2）：49?54.

[6] 姜春阳，刘俊杰，周峰，等.可用于CT二次回路状态识别的方法和模块研究[J].现代电子技术，2017，40（4）：143?146.

[7] 谢志远，毕亭亭，李亚康，等.高压输配电线路低下限死区感应取能电源的研究[J].电子技术应用，2016，42（1）：126?128.

[8] 王黎明，李海东，陈昌龙，等.新型高压输电线路低下限死区大功率在线取能装置[J].高电压技术，2014，40（2）：344?352.

[9] 娄杰，陈常涛.基于启动电流的电流互感器取能电源优化分析及实验验证[J].高电压技术，2018，44（6）：1774?1781.

[10] 王超，李江，李培芳，等.基于智慧电源架构的DC?DC并联研究[J].现代电子技术，2017，40（2）：149?153.

[11] 冯欣宇，黄阿娟.6W隔离反激式AC/DC电源设计[J].现代电子技术，2015，38（16）：152?155.