面向毫米波无线传能的新型高增益微带天线①

区俊辉，章秀银，唐 杰

(华南理工大学电子与信息学院，广州 510641)

0 引言

毫米波能量传输(Millimeter wave Power Transmission, MPT)指的是能量在毫米波段以电磁波辐射的形式被发射到自由空间中，并由空间中的接收系统重新转化为直流能量，供直流用电器使用[1-2]。对比微波频段，毫米波段的传能系统部件具有更小尺寸、更高集成度、空间波束更集中等优势，在无线传感网供电、大功率装备远距离无线供电等应用场景具有巨大的潜力[3-4]。毫米波能量传输系统中与自由空间收发能量的关键部件是天线[5]，一方面用于发射系统发射能量，另一方面用于整流天线中接收能量。根据弗里斯自由空间传输公式，为了提高传能的点对点收发整体效率，无论是发射天线还是接收天线，其方向增益均应尽可能高，从而使其等效发射/接收面积应尽可能大[6]。

因此，毫米波传能系统中的天线部件应具备易集成、低成本、高增益的特点。微带天线天然具有低剖面、易集成、低成本的特性，然而传统的微带天线通常具有6-8dBi的增益，相比其他如喇叭天线、透镜天线的增益较低[7]。围绕微波带天线增益增强，文献[8-9]通过加入有源激励电路增强天线的增益，并改变天线的辐射方向，增益比传统微带天线提高1.5-2 dBi。然而有源电路带来能量损耗，会导致天线整体的效率降低；文献[10-11]引入堆叠贴片天线的概念，通过多层贴片激励，在主方向上实现更高的增益。这类技术不会降低辐射效率，但是会增加剖面高度，同时增加结构和制作的复杂度；文献[12-13]通过引入周期反射结构(Periodically Reflective Structure)或者超级介质基板(Super Substrate)改变天线辐射特性，从而提高增益。然而，通过贴片激励特殊的结构可能产生期望以外的漏波辐射。

针对以上问题，本文尝试在圆形微带天线上引入周期性短路探针来增强天线的增益。通过建模发现，短路探针加载在靠近贴片天线边沿区域的适当位置时，能最大程度地引入电感效应，使得天线谐振频率达到极大值。因此在同一目标频段，天线的尺寸及辐射面积将极大化，从而有效提高增益。另一方面，引入短路探针后天线的边沿阻抗将大幅下降，在毫米波段，传统的馈电结构与工艺无法满足馈电的阻抗匹配需求。因此，本文提出了一种嵌套加过渡的馈电结构，有效提升了天线的匹配性能。

1 圆形微带天线加载短路探针的增益增强原理分析

本章首先给出新型增益增强的圆形为带天线的结构，并根据微波与天线的基础理论建立天线对应的等效电路模型。然后，基于模型分别对短路探针的加载位置和加载组数进行讨论，得到了加载不同位置和数量的短路探针对天线的谐振频率以及辐射模式的影响。

1.1 新型增益增强圆形微带天线拓扑及等效电路模型

加载短路探针圆形微带天线结构如图1所示[15]。辐射贴片和地平面分别蚀刻在一块薄介质基板上，在地平面和辐射贴片之间放置了8个金属针，这些金属针把辐射贴片和地平面电气连接，相当于把辐射贴片短接到地平面，于是称为短路探针。该辐射贴片由馈线1和2组成的结构进行馈电，其中馈线1与贴片相连，并嵌入贴片内部，嵌入深度为Di。馈线1边沿和贴片的缝隙宽度为Ds。

图1 加载短路探针的圆形微带天线结构示意图Fig.1 Topology of the circular microstrip antenna with loading of shorting posts

首先给出传统圆形贴片的等效传输线模型。为方便描述圆形贴片，采用极坐标的位置描述方式。不考虑Z轴，把圆形贴片的中心定为极坐标轴的中心，原X轴方向定为极坐标轴的0度方向，并把(x,y)改为(ρ,φ)，ρ代表极坐标轴之内任意一点到中心的距离，φ代表该点与中心的连线与0度方向的夹角，再令馈电点的位置为(Df,φ0)，如图2(a)所示。一个传统圆形贴片的等效传输线模型如图2(b)所示[16]。

(a)

(b)图2 传统圆形微带天线的(a)的极坐标示意图,(b)的等效传输线模型图Fig.2 (a) Geometry of a circular microstrip antenna in polar coordinate system,(b) genialized transmission line model of a circular microstrip antenna

由文献[17]可知，电路针通常成对引入，这对短路探针与圆心的距离相等，极化角相反，使得贴片表面电流分布对称，从而减小交叉极化。引入短路探针带来的等效效应分为两大分：短路探针和贴片之间的相互作用，以及短路探针之间的相互作用。首先短路探针处有时变电流通过，因而产生并联电感效应，带来并联电感Lp；短路探针为线导体，本身存在微小的等效电阻Rp；短路探针本身一方面会和空腔模型中的磁壁作用形成电容效应并带来等效电容Cm，当加载多个短路探针时，短路探针本身会和其他短路探针互耦，带来等效互耦电容Cp与互耦电感Lc。传输线本身可等效为RLC电路。于是,给出加入探针后的天线等效电路，如图3所示。

1.2 短路探针加载的讨论

若要增强微带天线的增益，要在贴片尺寸保持不变的情况下，使加入短路探针后的贴片谐振频率升高。由文献[16]可知，天线的输入阻抗可由下式计算

(1)

图3 引入8根短路探针的圆形贴片等效电路图Fig.3 Equivalent circuit model for the circular microstrip antenna with loading of n shorting posts

当只有短路探针之间的距离Dp>5Rs时，两根针之间的互耦电容效应较小，等效电容Cp与电感Lc可忽略不计。为体现一般性，设置一个比例系数T，用以表示短路探针与圆心的距离和圆形贴片半径的比值，也即

T=Dp/Sr

(2)

随着T的变化，由短路探针引入天线的等效电容和电感值应变化分为四个阶段[16]：

(1)当T较小时，探针和贴片边缘磁壁的作用较小可忽略不计，于是短路探针的作用只等效为式(4)的并联电感Lp/8。由于并联电感导致等效电路的总体电感值变小，而电容值不变，谐振频率升高。由于贴片中心区域磁场最强，等效电感Lp较大，Lp与La并联后改变量较小，频率升高幅度较小。

(2)当T逐渐变大时，短路探针远离中心区域，作用的磁场减弱，导致Lp减小，并联后La的改变量变大，谐振频率持续升高。同时，探针往贴片边缘移动，与边缘磁壁的互耦效应加强，Cm增大。

(3)当探针移动到特定位置ρn时，Cm的效应和Lp的效应相等，谐振频率达到极大值。

(4)谐振频率达到极大值后T继续增大，Cm的影响超过Lp，于是谐振频率开始减小。由于本天线设计目标是找到引入短路探针后天线在同样的谐振频率有最大的尺寸，那么在同样的尺寸下，引入短路探针后天线的谐振频率应达到极大值。因此，引入短路探针的最佳位置对应的T应落在阶段3。为验证以上分析，在HFSS15.0仿真软件下，基板采用Rogers RT5880，介电常数为2.2，损耗角为0.0009，厚度为0.125 mm。短路针位置T的扫描范围设置方面，相互重叠(T<0.05)以及与贴片边缘相交(T>0.95)的情况不予以考虑，扫描取值区间为[0.05, 0.95]。仿真得到天线的归一化谐振频率比(引入短路探针后天线的谐振频率和引入前频率之比)如图4所示。从图中可见，微带天线的谐振频率随T的取值变化趋势基本符合前文的分析，证明了文献[16]的分析方法在毫米波段仍使用适用，并在T= 0.77处得到谐振频率的极大值。

图4 短路探针引入位置和天线谐振频率的关系Fig.4 Resonance frequency of the antenna versus T

在短路探针引入的个数方面，由文献[16]可知，由于圆形拥有无数条对称轴，引入到微带天线的短路探针引入个数可以协同短路探针自身的尺寸灵活改变，在这个设计中，因为工艺限制，探针半径设置为0.1 mm的电过孔，此时使得谐振频率达到极大值的探针个数为8根。引入8根短路探针后的贴片表面电流分布如图5所示。

图5 引入8根短路针时的微带天线面电流分布Fig.5 Surface current distribution of the proposed microstrip antenna

短路针呈现强电流吸引效应，短路针附近区域电流被吸引后，导致部分电流呈反方向挤压，距离短路针较远的中心区域的电流相对变得比未引入短路针时的分布更集中，电流强度也更大。于是，电流方向的平面的电流区域被压缩，使得在主辐射方向呈现更强的方向性，也即，实现增益增强和波宽压缩。

1.3 馈电设计

由于毫米波段微带天线尺寸较小，采用同轴馈电可行性不高。因此，本设计采用边沿馈电的方式进行设计。然而，由于微带天线的边沿阻抗较大，在仿真中录得332欧姆，若在毫米波段直接采用微带线进行馈电，则该微带线的宽度不超过0.05毫米，加工与连接器焊接难度极大，且传输损耗大。因此，边馈方案采用嵌套馈电(Inset feed)。同时，馈电1的主要作用是对边沿阻抗进行阻抗转换，使其趋近于50欧姆。

然而，采用嵌套馈电，在微带天线边沿形成一个小型镂空区域，将影响贴片表面的电流分布，使其不再严格轴对称。当嵌入深度Di越大，嵌入点的边沿阻抗越小，连接的阻抗变换线的阻抗则越小，有利于实际加工操作，但贴片表面电流分布的对称性也随之越差，根据文献[17]可知，天线的交叉极化抑制将会被恶化。因此在设计时，Di的选择和馈线1宽度W1之间应考虑折中。同时，嵌套缝隙Ds的变大也会使镂空区域变大，从而影响表面电流的对称性，Ds的选择和馈线1宽度W1之间也应考虑折中，而W1应基于边沿阻抗的组织，根据文献[18]对阻抗转换线的计算方法获得。馈线1的长度L1为四分之一工作波长，馈线2的长度L2可根据阻抗匹配情况进行调优，宽度为50欧姆特征阻抗对应的宽度。

2 天线设计与实测结果分析

基于前文分析，本章首先形成天线的设计方法。然后，将基于该方法，设计一副谐振在27 GHz的天线，通过实际设计与测试进行性能验证。

总体来说，本文的天线设计可遵循以下步骤：

(1) 选择介质基板，计算在目标频率下圆形贴片的初始尺寸Sr、馈电点位置Df，设置初始地平面尺寸Lg。在毫米波段为了避免交叉极化的恶化，可考虑采用较薄的基板；

(2) 保持(1)的参数不变，根据最优区间设置T值；

(3) 保持T不变，等比例放大Sr与Lg与Lw，调整天线谐振至目标频率；

(4) 得到此时的天线边沿阻抗，进行馈电结构设计与调谐。

经过以上优化后天线设计的尺寸如表1所示。

天线制作实物如图6所示。天线的尺寸为1.78*1.49λ2，测试采用西南微波的连接器，其型号为1092-03A-5。天线的S11性能由是德科技的矢量网络分析仪测得，型号为N5247A，辐射方向图、辐射效率与增益通过Satimo系统测得。

图6 增益增强微带天线的实物图Fig.6 Photograph of the gain enhanced microstrip antenna

天线的仿真与实测S11参数随频率的变化曲线如图7所示。

图7 实测与仿真S11以及制作实物图Fig.7 Simulated and measured S11 and photograph of the fabricated prototype

实测的天线谐振频率为26.64 GHz，对应的S11为-24dB，回波性能良好。仿真与实测的谐振频率相差值为360 MHz，相对误差约为1.33%，该差异主要由制作加工和测量误差引起。天线实测的10 dB阻抗带宽为540 MHz，相对带宽为2%，具有良好的频率选择性。

天线的实测辐射效率与最大增益如图8所示。实测天线在26.60 GHz达到最大的增益与辐射效率，分别为11.22 dB和84%。天线引入短路探针会带来一些效率损耗，但由于使用的介质基板较薄，该部分损耗占比较小。对比传统不加载短路探针的微带天线，其增益为5-8 dBi，本设计的最高增益相比提高了3.2 dB以上，验证了本设计的增益增强效果。

图8 实测增益与辐射效率随频率变化曲线Fig.8 Measured peak gains and radiation efficiencies versus frequency

天线的实测与仿真辐射方向图如图9所示。由图可见，由于成对引入短路探针使得贴片的表面电流分布对称，因此带短路探针的微带天线的交叉极化基本被抑制在-15 dBi以下，在XOZ平面和YOZ平面的辐射波束宽度并压缩至36和33度。

图9 仿真与实测XoZ和YoZ平面的辐射方向图Fig.9 Simulated and measured radiation patterns in XoZ and YoZ planes

3 结语

本文提出了一种新型毫米波段高增益微带天线。通过引入周期性的短路探针，使得天线的谐振频率升高，从而在同样的频率下得到更大的天线尺寸及辐射面积；同时，短路探针的电流吸引效应对微带天线的表面电流产生扰动，使更强的电流集中在天线表面的中心区域，从而在远场产生更集中的波束，进一步加强方向性。另一方面，考虑到工艺和连接性能，本文对天线的馈电方式做了改进，采用嵌套加过渡线的方法，改善了天线的回波性能。本文针对提出的新型天线构建了等效电路模型，进行了原理分析，并找到了天线的设计方法。进一步地，设计并实测了一款工作在26.64 GHz的增益增强微带天线，其实测增益比传统微带天线高3.2 dB，XoZ和YoZ面的半功率波瓣也得到有效压缩。本文提出的新型天线具有高增益、低剖面、易集成、结构简单等特点，可应用于毫米波无线传能系统中，大幅扩展发射天线阵列/整流天线的等效接收面积。