一种LCC 谐振变换器的行波管阵列交流灯丝电源∗

高彧博 李 群 程 立 谢章贵

（中国船舶重工集团公司第七二三研究所 扬州 225001）

1 引言

在电子对抗中，由宽带行波管放大链组成的阵列发射机因其有效辐射功率大，波束切换迅速，多目标干扰能力强而广泛应用。其中行波管由于幅相一致性的要求，对多只行波管的阴极电压一致性要求很高（阴极电压1V 将会影响相位偏移2°～4°），一般采用多管集中供电模式解决电压一致性问题，行波管灯丝电源悬浮在阴极高压电源上，因而需要为阵列发射机提供多路相对稳定且满足高压隔离要求的灯丝电源。灯丝直流供电方案需要多组次级整流滤波电路，电源的体积、散热及隔离传输等难以满足；在传统设备中，行波管阵列发射机灯丝电源为400Hz 中频机组或逆变电源直接逆变后经中频高压隔离变压器送至行波管高压侧供电。使用中频交流做灯丝供电时，体积大，稳定度不高，而且前级输入必须使用输出电压稳定的中频机组或者逆变电源供电，限制了设备的用电环境。

目前中频和工频逆变技术已经较为成熟，但是通过SPWM调制产生的正弦波输出频率仍较低，不能满足该高频正弦波电源的输出要求［1～3］。行波管灯丝电源要求对灯丝提供稳定的热功率，灯丝稳定工作时呈纯阻性，根据这种负载特性，本文中电源设计为前级使用单端反激式高频开关电源预稳压，稳压后再经过高频谐振逆变产生高频正弦波，再通过高频隔离变压器到次级供给多路悬浮在高压侧的行波管灯丝。谐振逆变技术的使用，可减小电源的谐波分量对相位的影响［4］。

该电源分两级变换器:第一级单端反激式变换器预稳压并根据灯丝电压取样反馈进行调整，可以保证输出灯丝的稳定度；第二级全桥LCC定频定宽的开环谐振变换器，工作在ZVSZCS 情况下，为软开关变换器，大幅减小了高频情况下的开关损耗［5～7］，由于该拓扑开环增益的稳定性，确保了电源输出的恒压源特性和较小内阻，可以迅速响应各种负载情况。

2 电路结构

LCC（电感L 电容C 电容C）谐振式高频正弦波电源，为行波管灯丝负载产生高频正弦波电源，包括输入整流部分、单端反激式预稳压部分、全桥开关电路部分、LCC谐振变换器部分、变压器部分、电压取样反馈部分，其连接关系如图1所示。

图1 高频交流正弦波灯丝电源的组成

图1 中输入整流部分将输入的交流供电整流滤波为后级的单端反激式预稳压部分提供直流电压源；单端反激式预稳压部分将输入整流部分提供的直流电压源变换成后级全桥开关所需要的直流电压源，随电压取样部分的反馈对输出的直流电压进行调节，保证输出良好的幅度稳定性；全桥开关电路部分将前级产生的直流电源进行高频斩波，产生一个定频定宽的准方波电压源，频率由开关电源控制芯片确定，控制芯片输出定频的全脉宽驱动电压，并由驱动芯片驱动隔离变压器再最终驱动开关管；LCC谐振变换部分通过谐振槽路一个谐振电感值两个谐振电容值的参数调节，使得并联的谐振电容两端输出幅度稳定、频率稳定、THD 小的正弦波电压；变压器初级接LCC 谐振槽路的并联电容，次级为多组输出，直接接行波管灯丝，并输出一组次级用于电压取样反馈；电压取样部分对电压取样反馈辅助绕组的交流电压进行整流滤波后送给前级单端反激电路完成反馈。

3 电路设计

本文重点研究了LCC 谐振高频正弦波的电路原理，对于前级单端反激式预稳压部分的设计与其他单端反激式变换器基本相同，只是稳压反馈是由最终末级输出的高频正弦波作整流滤波后作电压取样，所以本文对单端反激式变换器的电路设计不作介绍，可参考文献［8］。

分析LCC谐振拓扑时，将前级的单端反激式预稳压部分和全桥变换器部分产生输出的电压等效为方波（占空比50%，忽略死区时间），如图2 所示Vs，图中变压器T 为1∶1 变压器，根据该模型进行电路分析，输入电压为Us（方波，在本设计中由全桥开关电路部分产生），输出负载为Ro，输出电压为Uo，谐振电感电容如图所示分别为Lr、Cr，并联在变压器T初级的电容为Ce。

图2 电路拓扑分析原理示意图

4 电路仿真

在saber 软件中建立如图2 所示的原理图进行仿真验证。根据前面理论推导的结果可知选择k=1，n=1可以获得良好的负载调制率和小的THD［9～10］。对电路进行特值分析，开关频率fs选择50kHz，Lr选择20uH，Cr选择0.51uF，Ce选择0.51uF，变压器T 匝比设置为1∶1。

通过LCC谐振变换器实现了晶体管的ZVSZCS软开关，软开关仿真波形图如图6所示。

图中n_3 为变压器电压波形，n_2 为开关斩波电压波形，行波管灯丝负载为纯阻性负载，因此变压器电流波形也为与n_3 同相位的正弦波，从图3可以看出谐振变换器的全桥开关转换时电压电流刚好过零，同时实现了ZVS和ZCS。

图3 LCC谐振变换器ZVSZCS软开关波形

图4 仿真计算输出的正弦波电源FFT分析

图4 是仿真计算输出正弦波电源的FFT 分析，从图6 中可以看到三次谐波比基波小27.9dB，五次谐波比基波小43.5dB。可计算总的THD 约万分之一。理论计算和仿真得到的THD 有些许不同，这是因为理论计算的方波是理想方波，所包含的谐波分量较大，而仿真中的方波更接近工程实际中的波形，具有10ns 的上升沿和下降沿，所包含的谐波分量较小，故而仿真得到的THD 比理论计算的THD小许多，且更具实际参考意义。

图5 仿真计算出的电压输出波形与标准正弦波比较

图5 是通过saber 软件电路仿真计算出的电压输出波形与标准正弦波比较。可以看出图中的标准正弦波与本发明设计的正弦波输出几乎吻合，更形象地说明了所设计的正弦波电源具有小的波形失真度。

图6 为使用的saber 软件中的可变电阻对LCC电路的负载响应能力进行了仿真验证，得到结果如下:负载由满载时的20Ω变成半载的40Ω再变成80Ω，最后变成几乎空载的5kΩ，输出正弦波的幅度随着负载变化的情况，从满载时的16.455V 变化成空载的16.511V，电源由满载变为空载时，电压超调小于4%。这说明了LCCR 电路具备良好的负载响应能力，在全开环情况下即可达到电压空满载超调小于4%。

图6 LCC开环负载响应波形

5 样机测试

应用LCC 谐振式高频电路结构按图1 的结构完成了行波管阵列发射机灯丝电源的设计。该电源初样的预稳压部分选择单端反激式电源进行设计；全桥LCC 谐振变换器中选择UC1895 作为定频全桥输出的控制芯片，选择IR2110 作为驱动芯片，可以满足20kHz 到500kHz 的全桥变换器的控制驱动要求。高频隔离变压器输出有专用于保护取样的绕组，与行波管灯丝稳态电阻相同，可以保证负载最小时也可以达到满载时的1/9，保证了输出电压幅度的稳定和小的THD 值，即可保证行波管灯丝加热电压的稳定度。同时，变压器的九个绕组均匀绕制和相同负载也保证了多路输出的一致性，可以供给8只行波管灯丝高频正弦波电源。

图7 高频正弦波的多波束灯丝电源样机输出波形

图7 为高频正弦波的多波束灯丝电源实测输出电源波形，可以看出输出波形接近纯正弦波。

图8 样机输出电压频谱（FFT分析）

图8 为其输出电压作FFT 分析所看到的电压频谱，可以看出基波电压大于最大畸变谐波的20倍，则单次最大畸变量小于2.5‰，据此可估算样机输出波形的THD约5‰，电源样机的THD比理论分析和仿真验证的要略大，这是因为样机研制中工艺上精确控制电感量、电容值以及开关频率的成本太高，所以难以做到理想状态。

6 结语

文章通过软件仿真验证、试验样机测试，确定了一种基于高频正弦波谐振技术的行波管阵列发射机灯丝电源。该电源末级的全桥LCC 谐振式变换器为定频定宽的开环变换器，可以看作一个固定比率隔离式DC-AC 变压器，可以保证低的输出阻抗实现快速瞬态响应，全桥LCC谐振式变换器工作处于ZVSZCS状态，保证了高转换效率。