一种单级全桥PFC变换器电压尖峰抑制方法

贲洪奇 丁明远 范会爽 孟涛

摘要：针对传统单级单相全桥功率因数校正（power factor correction，PFC）变换器在换流过程中存在较高母线电压尖峰的问题，提出一种在其母线上并入改进型RCD（resistance capacitance diode）箝位环节的方法加以抑制。在深入研究箝位环节对母线电压尖峰抑制机理的基础上，对改进型RCD箝位环节的能量传输过程进行分析，得到峰值电压与箝位环节参数之间的定量关系，进而给出箝位环节各参数的设计方法，并对所提出方法进行性能测试，讨论箝位环节各参数对母线电压尖峰抑制效果以及变換器性能的影响规律，实验结果表明所提出方法可在不影响功率因数校正效果的情况下有效控制母线电压峰值，实现电压尖峰的抑制。

关键词：单级单相全桥PFC变换器;改进型RCD箝位环节;母线电压尖峰;抑制机理;参数设计方法

DOI：10.15938/j.emc.2019.10.003

中图分类号：TM 461文献标志码：A 文章编号：1007-449X（2019）10-0023-10

0引言

由于传统的AC/DC变换电路的输入端多由不可控器件组成，造成了输入电流有较大的谐波失真，给电网带来了谐波“污染”。为从根本上治理电力电子设备对电網的谐波污染，目前最为广泛应用的便是有源功率因数校正（active power factor eor-rection，APFC）技术。由于基于Boost结构的单级全桥PFC变换器具有变压器双端励磁，可通过控制开关管的开通时序实现开关管的软开关等优势，因而在中大功率领域且要求输入输出具有电气隔离的场合，基于Boost结构的单级全桥PFC变换器是较好的选择。

然而，对于传统的单级单相全桥PFC变换器，由于实际电路中变压器原边漏感以及开关管结电容的存在，在变换器换流的过程中会发生谐振，引起母线电压产生电压尖峰，导致开关管的电压应力升高，影响了单级单相全桥PFC变换器在中大功率场合的应用。为此，学者们提出了不同的解决方案。文献提出了一种基于有源箝位的单级全桥PFC变换器，在母线上并联了由箝位开关管和箝位电容构成的有源箝位电路，将母线电压箝位在较小的范围内，以降低开关管的电压应力，但加入了箝位开关管，控制环节相对复杂。文献中提出了一种用于三相全桥PFC变换器的无源无损缓冲方法，利用缓冲电路中的箝位电容吸收变压器漏感在换流过程中产生的母线电压尖峰，并通过变压器将能量释放到负载侧，理论上并不消耗额外能量。但是对于单相系统，输入电压变化范围很大，对于谐振参数的选取造成很大困难，因此该方案并不适合单相系统。文献通过降低变压器漏感后使用有损缓冲电路吸收母线电压尖峰。由于该文献的高频变压器为升压变压器，比较容易降低漏感，通过优化变压器结构设计可以使变压器漏感很小。但是该方案对变压器结构设计的要求较高，通常用于升压场合，在降压场合很难将变压器漏感降低到理想范围，所以该方案的应用受到限制。文献将改进型RCD箝位环节应用于DC/DC变换器中，该文献主要对该DC/DC变换器的工作原理进行了分析，但是并没有具体分析改进型RCD箝位环节对母线电压尖峰的抑制机理，也没有给出在考虑输入电压大范围变化的情况下箝位环节参数的设计方法。

为实现对母线电压尖峰的抑制，鉴于文献，本文将改进型RCD箝位环节应用到单级单相全桥PFC变换器，并以改进型RCD箝位环节为研究对象，通过搭建变换器换流过程的等效电路模型，在分析改进型RCD箝位环节对母线电压尖峰的抑制机理的基础上，对箝位环节吸收的尖峰能量及箝位环节的能耗进行深入分析，推导出在一个开关周期内箝位环节的能耗与箝位环节各参数之间的关系，并在考虑输入电压变化的前提下，给出箝位环节参数的设计方法，并讨论各参数对系统的影响规律。最终，通过实验对上述内容进行验证。

1母线电压尖峰抑制机理的分析

1.1变换器主电路的拓扑结构

在单级单相全桥PFC变换器中引入改进型RCD箝位环节，主电路如图l所示。箝位环节由箝位电容C_c、箝位二极管D_c以及箝位电阻只.组成。由于仅对主电路进行改进，因此，控制电路可保持不变。

变换器工作时序波形如图2所示。其中，i_L表示输入电感电流，i_Dc表示箝位二极管的电流，i_P表示变压器的原边电流，i_m表示变压器的励磁电流，u_MN表示变换器的母线电压。

理想情况下，该变换器主要有桥臂直通和对臂导通2种工作模态。桥臂直通（Q₁、Q₂开通或Q₃、Q₄开通，对应图2中t₀-t₂和t₅-t₇阶段）时，输入电感L_in储能，变压器励磁电流续流，负载由输出滤波电容C_o提供能量;对臂导通（Q₁、Q₂开通或Q₂、Q₄开通，对应图2中t₃-t₅和t₉-t₁₁阶段）时，变压器原边电压为nU_o，输入电感L_in通过变压器向输出侧滤波电容和负载传递能量。若定义在一个开关周期内，桥臂直通时间所占比例为占空比D，只需让占空比按照类似Boost型PFC电路的占空比规律变化该变换器就能实现PFC功能。

1.2箝位环节对电压尖峰的抑制机理分析

以图2中t₁-t₅阶段为例，对箝位环节的母线电压尖峰抑制机理进行具体分析。为便于分析，做出如下假设：1）电路中的开关管和二极管均视为理想器件，导通压降为0;2）输入电感工作于CCM模式;3）输入电感电感量较大，在开关管状态切换（电路发生换流瞬间）时间极短的模态期间可认为输入电感电流为恒值;4）箝位电容C_c、输出滤波电容C_o较大，忽略其上电压纹波。

t₁时刻，Q₂关断，Q₄开通，但由于变压器负向励磁电流的存在，导致Q₄不能立即开通，而是与其反并联的二极管继续导通续流，其电路的工作状态如图3（a）所示。此时，Q₂、Q₃真的结电容并联在母线上，与变压器漏感L_1k与励磁电感L_m发生谐振。由于该谐振过程（t₁-t₂）时间极短，可认为输入电感电流不变，输入电感可视作恒流源。t₁-t₂期间，i_p=i_m，母线电压u_MN谐振上升。其谐振过程的等效电路如图4所示，其中，I_Lmax为输入电感等效的恒流源，C_Q表示Q₂、Q₃2只开关管结电容并联的等效电容，L_1k表示变压器漏感，L_m表示变压器励磁电感。

建立谐振方程。

从母线电压的解析表達式可以看出，其母线电压尖峰与系统的结构参数（漏感大小、结电容大小等）有关，因此难以控制。由于此阶段母线电压未达到箝位电容两端电压，因此箝位二极管未开通，箝位环节未工作。

t₂时刻，L_m两端电压达到nU_o，副边整流二极管Do₁、Do₄导通，变压器原边开始向副边传递能量，其电路的工作状态如图3（b）所示。同时，变压器原边电压固定为nU。，Q₂、Q₃真的结电容并联在母线上，与变压器漏感L_1k继续谐振，母线电压继续谐振上升。由于该谐振过程（t₃-t₄）时间极短，输入电感电流变化不大，因此在该阶段仍可将输入电感视作恒流源。其谐振过程的等效电路如图5所示，其中，nU。表示变压器副边折算到原边的电压。

该阶段母线电压仍未达到箝位电容两端电压，箝位环节仍未工作。直到t₃时刻，u_MN谐振到U_Cc，即箝位电容电压，箝位环节开始工作，箝位二极管D_c导通，为箝位电容C_c提供充电通路，箝位电容C_c开始吸收尖峰能量。其电路的工作状态如图3（c）所示。此时，箝位二极管开通，箝位电容C_c与Q₂、Q₃的结电容共同并联在母线上，与变压器漏感L_1k谐振，其谐振等效电路如图6所示。

观察式（7）可以发现，式中U_MN2=U_Cc，且由于C_c很大，相比C₂+C₃大的多，因而此时母线电压峰值为U_Cc，RCD箝位环节实现了对母线电压尖峰的抑制。与此同时，输入电感开始向外释放能量，输入电感电流下降，但由于C_c很大，其电流对母线电压基本没有影响。t₃-t₄阶段母线电压被箝位为U_Cc，该阶段的描述方程如下。

t₃-t₄期间，箝位电容的充电电流i_Dc逐渐降低，t₄时刻下降为O，箝位二极管D_c关断。此后，Q₂、Q₃，的结电容并联在母线上，与变压器漏感L_1k继续谐振，其电路的工作状态如图3（d）所示。变压器原边电流i_p基本保持不变，i_m线性上升，由于在此阶段输人电感的电流变化微小，因此可近似认为电感电流恒定不变，即I_Lmin，于是可得到L_1k与C_Q之间的谐振方程，该阶段的描述方程如下。

由该阶段的母线电压解析表达式可以看出，t₄时刻，箝位二极管关断，i_L与i_p基本相等，因此，母线电压基本在nU_o附近微小波动，且其最大值不会超过U_Cc。

通过上述对母线电压尖峰抑制机理的分析可知，在加人改进型RCD箝位环节后，当母线电压谐振到箝位电容两端电压U_Cc时，箝位二极管导通，箝位电容吸收尖峰能量，并将母线电压箝位在U_Cc，实现了对母线电压尖峰的抑制;同时，箝位电容可将吸收的尖峰能量通过箝位电阻回馈到主电路中，提高了系统的效率。

图7为该变换器换流过程中母线电压u_MN及箝位二极管电流i_Dc的仿真波形（L_1k=1.6mH，C_c=3.6μF，R_c=10kΩ），可以看出母线电压u_MN先谐振到U_Cc后被箝位，当箝位二极管电流为0后再在nU。附近谐振，与之前的分析相符（本文仿真所涉及的主电路参数如不作特殊说明，均和实验验证部分的表1一致）.

2箝位环节的能耗分析

当母线电压谐振到U_Cc时，箝位二极管导通，为箝位电容提供充电通路（t₃-t₄），此时变压器原边电流i。以及输入电感电流i_L分别为：

RCD箝位电路的元件参数通常满足RC>>T（T为变换器的开关周期），则可认为在变换器正常工作时，箝位电容的电压C_Cc仅在一极小范围内波动。在下面的分析中可假设C_Cc在稳态时基本不变。同时，箝位电阻阻值较大，其放电电流可忽略，分析中可认为箝位电容的充电电流近似等于箝位二极管电流。由t₃-t₄阶段的分析可知，该阶段箝位电容充电，吸收尖峰能量，箝位电容的充电电流i_Cc如式（11）所示。因此，在t₃-t₄期间，箝位电容充电电流逐渐下降为O，所吸收的尖峰能量W_Cc为

变换器进入稳态后，箝位电容吸收的能量将会有部分损耗在箝位电阻上，进而影响变换器的效率。因此，在设计箝位环节时，需考虑箝位环节的能耗。

当变换器工作在稳态时，箝位电阻与主电路充分分担箝位电容所吸收的能量。且由于二者为串联关系，电流相等。因此，其能量的分配取决于其上电压的比值，即W_Rc/W_主=（U_Cc-U_in）/U_in。箝位环节在一个开关周期内的能耗W_Rc为

3箝位环节的参数设计

3.1箝位电压U_Cc的确定

3.2箝位电阻R_c的设计

考虑到变换器工作在稳态时，在开关周期内，箝位电压U_Cc仅在一极小范围内波动，可忽略不计，则可近似认为箝位电阻只。上的电压保持不变，其大小为U_Cc-U_in。因此，箝位电阻在一个开关周期内所消耗的能量W_Rc为

通过抑制机理的分析可知，R_c的增加对箝位电容的充电过程没有影响，但随着R_c的增加，箝位电容的放电电流会急剧减小，放电速率下降，因此箝位电容电压变大，且电壓波动减小;此外，通过观察式（17）也可以发现，随着R_c的增大，U_Cc增大，但增大速率逐渐变慢，箝位环节的能耗减小，变换器的效率也有所提高。因此，R_c的选取直接影响U_Cc的大小，进而影响箝位环节的能耗与变换器的效率。

图8为在其他条件一定的前提下，增大箝位电阻的电阻值后，换流过程中母线电压u_MN及箝位二极管电流i_Dc的仿真波形（C_c=3.6μF）。可见，增大R_c后，U_Cc也随之增大，其箝位电容的充电时间也随之缩短，但母线电压在nU。附近摆动幅度增大，与之前的分析相符。

在实际设计时，由于输入电压为交流电，且由式（17）可知箝位电阻的设计与输入电压有关，因此，只。的设计需考虑U_in的影响。因为箝位环节主要实现母线电压尖峰的抑制，且由式（17）可知，U_Cc-U_in随R_c的增大而增大，因此，在给定U_Cc的前提下，可根据U_in的最大值确定R_c，以使得母线电压峰值不会超过给定的U_Cc。

3.3箝位电阻C_c的设计

箝位电容C_c的选取通常根据其给定的纹波电压U_pp来确定。考虑到在半个开关周期内，对电容C_c充一次电，且充电时间极短，其余时间均在放电。为简化运算，可忽略充电时间，认为C_c放电时间为半个开关周期，其电压变化为U_pp。因此，可根据电荷守恒得

通过观察式（18）可以发现，由于U_Cc>>U_in，C_c的选取基本不影响U_Cc的大小，但C_c的选取对U_Cc的纹波影响较大。由于改变C_c对U_Cc的大小基本没有影响，因此改变C_c的大小对箝位电容的充电过程影响不大，对箝位环节的能耗及变换器的效率也基本没有影响。实际设计时，可根据纹波要求进行设计。

图9为在其他条件一定的前提下，增大箝位电容的电容值后，母线电压u_MN及箝位二极管电流i_Dc的仿真波形（R_c=2kΩ）。可见，增大C_c的大小对U_Cc的大小没有影响，对箝位电容的充电过程影响不大，与之前的分析相符。

4实验验证与结果分析

为验证电压尖峰抑制机理分析和箝位环节参数设计方法的正确性，采用如图1所示的主电路搭建了实验平台，其主要参数如表l所示。其中，nU。=384V，为保证系统的稳定性，选取U_Cc=400V，则可根据式（17）和式（18）（λ=2%）确定出箝位电阻R_c和箝位电容C_c。

4.1变换器的实验验证

1）PFC校正效果的验证

图11所示为输入电压、电流波形及输出电压波形。从实验结果可以看出，在加入改进型RCD箝位环节后，该变换器功率因数校正效果没有受到影响。使用电能质量分析仪测量，输入电流THD为6.4%。