单相Boost型APFC电路研究

方 飞，薛 峰，杜晓婷

近年来，电力电子装置广泛应用于电网、电子产品、工业生产、通讯等各种领域，其使用造成大量谐波电流和无功成份，使得电网的电能质量恶化。谐波造成谐波压降，引起变压器和供电线路过热、降低电器的额定值，并且产生电磁干扰，影响各种用电设备正常安全经济运行。采用有源功率因数校正技术是解决上述问题的有效途径。对于消除电力系统的谐波有无源PFC技术和有源APFC技术两种办法。无源功率校正技术通过主电路中串入无源LC滤波器，LC滤波器体积庞大，在稳态条件下不产生电磁干扰，但电网阻抗或频率发生变化时，滤波效果不能保证，动态特性较差，易引起并联谐振，只能实现功率因数提高到0.7-0.8，一般应用在中小容电源装置。有源功率因数校正技术(APFC)是在电力电子装置的整流电路输出与滤波电容之间增加有源功率变换器，以此消除谐波和降低无功电流成分，使得输入电流校正成为与电网电压相位、频率保持一致正弦波，将电力电子装置功率因数提高到近似为1。与无源功率校正技术相比较能进一步抑制电力电子装置的低次谐波，提高功率因数。APFC电路拓扑结构有Boost、Buck、Boost-Buck、Zeta、Cuk等多种的电路拓朴，而BOOsT型校正电路由于主电路的具有结构简单、变换效率高、控制策略易实现等优点，因此，单相BOOST 型功率因数校正变换器是应用最广泛的一种单相有源功率因数校正电路。根据PWM调制技术的不同，其可以分为CCM模式、DCM模式、CRM模式有源功率因数校正变换器。尽管有源功率因数校正技术对消除电网谐波污染、提高功率因数的效果显著，但其PWM控制电路比较复杂，随着功率集成电子技术的不断发展，专用于有源功率因数校正技术(APFC)的集成芯片(IC)已被开发出来，这对要求高功率因数及低谐波的各类电力电子装置设计提供了技术支持。

1 单相BoosT型功率因数校正原理及控制策略

1.1 功率因数的定义

整流电路的输入电源由交流工频50HZ的电网提供，经二极管桥式整流后供给直流电，这是电力电子技术中常用的一种基本整流方式，整流电路通常由全波整流器和后面的储能电容组成，如图1(a)所示。整流器和滤波电容是一种非线性的元件组合，因此，对于交流侧电网表现为非线性负载。而工频正弦电压或电流作用于非线性负载时，就会产生非工频的电力谐波，可以用傅立叶级数对其展开及分析。如图1(b)所示，输入电流波形发生畸变，导致功率因数下降，并产生高次谐波分量，污染电网。

图1 二极管整流电路及输入电压、电流波形

在二极管整流电路电路中，不可控的二极管是非线性元件，因而简单线性相移功率因数不适合反映这种非线性负载功率因数。由于非线性负载的功率因数与输入电流波形的失真关系紧密，当输入电压为正弦波时，输入电流波形易发生正弦畸变，导致功率因数很低。此时，功率因数定义为有功功率(P)与视在功率(S)的比值，用公式表示为

(1)

谐波失真度(THD)定义为畸变电流总谐波的有效值与输入电流基波有效值之比，用来表示电流谐波的含有量：

(2)

功率因数与谐波失真度THD的关系：

(3)

故：

(4)

由公式(1)(4)可知，对于非线性负载，功率因数由输入电流的基波因子γ和cosφ1决定，输入电流的基波因子γ与基波电流成正比，基波位移因数cosφ1与有功功率成正比，为使功率因数(PF)接近 1，基波因子γ和基波位移因数cosφ1都要近似为1。综上，功率因数随着交流侧输入电流所含谐波的增大而降低，若要提高装置的功率因数，需要考虑降低谐波含量和消 除输入电流基波位移因数，同时改善基波因子γ和基波位移因数cosφ1，改善功率因数。

1.2 单相Boost型有源功率因数校正(APFC)原理

有源功率因数校正(APFC)是通过在不可控整流电路与滤波电容之间加入直流-直流有源功率变换器，通过PWM控制电路使其交流侧输入电流的波形校正成能够自动跟随输入电压的波形，即同相位的正弦波，且要实现直流稳压输出，改善功率因数到近似为1，其单相Boost APFC校正主电路拓扑如图2所示。

图2 Boost APFC 主电路拓扑

(5)

(6)

通过控制晶体管S的通断，调节占空比D，适当控制电感电流iL，实现电感电流iL近似为正弦半波电流，则交流侧输入电流ii近似为与交流侧电网电压ui同相位的正弦波，提高功率因数到近似为1。

2 单相Boost型有源功率因数校正(APFC)的控制策略

有源功率因数校正电路(APFC)通过跟踪交流侧输入电流，使其能与输入电压ui相位频率保持一致。当电路外部输入信号或内部电参数发生变化时，通过与基准值比较所得到误差信号作为指令达到闭环控制调节，改变所需占空比D的大小以此稳定被控信号，为此需要引入电压电流双闭环控制策略，文中采用了电流滞环法控制模式，具有控制简单、电流动态响应快、内部的电流限流能力强的特性，如图3所示。

图3 功率因数校正(APFC)的控制框图

由图3可知控制器主要基准电压、电压调节器、乘法器、电流比较器、滞环控制等组成。控制器的外环是电压控制环，其作为滞环控制器的输入，目的是得到电感电流指令值i*L。电压环给定输入信号为输出电压u0，将其与基准电压比较得到电压误差信号，进过PI调节器得到电感电流指令值i*L幅值。交流侧整流桥的输出电压ud送入除法器产生跟随ud波形但幅值为1的正弦半波u＾d，最终得到电感电流的指令值i*L，可以调节输出电压u0的大小，这是功率因数校正所必需的。控制器的外环是电流控制环，采用滞环电流控制，目的是输出PMW脉冲控制开关管S的通断，使电感电流iL跟踪指令值i*L。指令电流i*L和电感电流iL的偏差作为滞环控制器的输入，根据Boost变换器的工作原理，当开关管S导通时电感电流iL增大，当开关管s关断时电感电流iL减小。若i*L-iL差值大于规定上限值imax，则需开通开关管s，增大电感电流iL；若i*L-iL差值小于规定小限值imin，则需关断开关管s这样，减小电感电流iL。滞环控制电感电感波形如图4所示，图中电感电流iL在imax和imin间波动，通过环宽为2Δi的滞环逻辑控制，电感电流呈锯齿状地跟踪指令电流i*L，电流脉动的大小取决于电流滞环的宽度的范围，其宽度可以设为固定值或与瞬时平均电流成正比。滞环宽度对晶体管频率及系统性能影响较大，需合理选取。

图4 滞环控制电感电流波形

3 Boost APFC 电路仿真

基于前文分析的 APFC 电路工作原理及控制策略，在Matlab/Simulink中搭建电路模型，引入电压电流双闭环控制方式，分析电路工作于电流连续调制模式(CCM)下的Boost APFC电压、电流波形及其功率因数，如图5所示。仿真电路模型主要参数设计如下：输入电压为有效值220V，50HZ交流正弦波电压；输出直流电压指令u0*为400V；负载电阻 R=160Ω，升压电感L=6mH， 输出电容C=320uH，滞环宽度设为[-1 1]，利用Powergui 模块将仿真设为离散模型，采样时间为 10-6s，仿真时间设为0.5s，其他默认参数。

图5 Boost APFC 仿真电路模型

图6 输出直流电压波形及平均值

从图6中可以，输出电压能够保持 400V左右，说明加入APFC系统后，能够较好地稳定控制输出电压，有幅值较小地纹波，基本达到控制电路对其控制调节的要求。

图7 FFT分析参数设置对话框及分析结果

从图6输出直流电压波形随时间有些纹波，用FFT对其分析，如图7所示，纹波电压峰值维持在 10V 左右，其电压纹波率小于4%，基本达到输出电压稳定要求。输出直流电压波动周期为0.01s，为输入电压的周期的两倍。

图8 ud与iL波形

图9 ui与ii波形

如图8和图9所示，输出直流电压ud和iL、电源侧ui与ii基本可以实现同相位且正弦化，保持较高的跟随性，功率因数接近为 1，证明了滞环电流控制 APFC电路的有效性。

图10 Discrete Active & Reactive Power模块测量值

计算如下：

(7)

(8)

功率因数λ为：

λ=vcosφ1=0.9904≈1

(9)

图11 不同滞环宽度ii波形

如图11所示，将滞环宽度改为[ -0.5 0.5]后进行仿真，发现输入电流ii的纹波更小，功率因数更近似为1。环宽变窄限制了电感电流iL在指令值上下波动范围，从而抑制谐波电流，进一步提高功率因数，滞环宽度带宽小，电流ii波形畸变率越小，THD越小。

4 结 论

本文针对单相Boost型 APFC电路拓扑及控制策略进行研究，使用Matlab 对电路进行建模及仿真，仿真结果验证双闭环的电流滞环法控制模式的可行性， 证明Boost型 APFC电路能够实现电网侧电流正弦化且功率因数为1，稳定输出直流电压及纹波小的要求，功率因数提高和电网侧的谐波降低，对电网的干扰变小。