潜艇典型高频链逆变电源仿真研究

熊义勇，赵镜红

(海军工程大学电气工程学院，湖北 武汉 430033)

0 引 言

潜艇上只有一个基础电源——蓄电池组直流幅压电源，这种直流幅压电源不可能直接满足潜艇各类负载的要求，如潜艇在水下续航时，一般不开启柴油机等发电设备，只能采用电力变换装置将其变换为各种所需要的电源。潜艇以前一直采用直流-交流变流机组这种装置获得交流电，然而，这种变电模式振动噪声大、设备体积重量大、转换效率低等，不能满足现代舰船要求[1]。静止逆变电源具有电气性能良好、高效节能、体积重量小等优点[2]，其使用的DC-AC变换器采用的是工频变压器。该变换器因体积较大而逐步被具有高频环的逆变器所取代[3]。

目前高频链逆变器系统结构主要有：电流型高频链逆变器结构和电压型高频链逆变器结构 2 种。电流型高频链逆变器功率开关电流应力大，输出电压波形失真度小，适用于小功率场合，电压型高频链逆变器输出功率大、电压纹波小、效率高，适用于中大功率场合[4 - 6]。文献[7]提出了一种新型的串联谐振电流源模式隔离的高频链DC/AC逆变器，给出了输出电压及谐振电流的实时控制方案和相应的驱动信号逻辑组合方式，并阐述了关键环节参数的确定原则。文献[8]提出了一种新型电压型高频链逆变电源以及相应的双极性三电平控制策略。但是，高频链逆变电路结构的复杂化，将不可避免出现逆变电源某些性能的下降，从而影响高频链逆变器投入实际应用。因此，需要对高频链逆变电源的输入输出端电压、电流谐波性能、损耗、效率、频率与整机体积等进行研究，提高改善电能质量。

本文介绍适用于潜艇的典型电压型高频链逆变电源的拓扑结构、工作原理、控制策略并制定了系统的电气设计方案，通过Ansoft与Simplorer的联合仿真方法对高频链逆变电源变压器电磁特性进行仿真分析，对同一电压、不同开关频率的变压器励磁电流特性进行分析研究，为变压器的设计提供依据；分析高频逆变电源的干线干扰及其抑制措施，同时对高频链逆变电源系统进行原理仿真，并给出仿真结果，从而验证了高频链逆变电源方案的可行性。

1 拓扑结构选择、工作原理

高频链逆变电源作为潜艇交流电网的主要供电设备，所需功率比较大，基于此，设计潜艇用典型高频链逆变电源的主电路如图1所示。该高频链逆变电源前级采用全桥PWM斩波电路；为了保证输出交流电压稳定且质量较好，后级采用正弦脉宽调制；蓄电池输入滤波用以抑制高频开关产生的高频信号对电网的干扰。针对电源的单向功率传输，采用具有直流中间环节的单向电压型高频链逆变器[9 - 10]。

图1 高频链逆变电源拓扑结构Fig.1 Topology structure of high frequency link inverter

潜艇蓄电池电压为某一电压等级的宽幅压，同时逆变电源负载和工作环境比较复杂，对逆变电源控制系统的适应能力、动静态性能、稳定性、可靠性等具有较高的要求，因此采用前级直流电压反馈调节PWM占空比和后级输出交流电压电流反馈调节SPWM调制比的方式进行控制。

高频变压器前后级均由 4 个功率开关管器件组成，V1，V4（V5，V8）作为一组，V2，V3（V6，V7）作为一组，每组同时导通和关断进行信号控制。主电路输入直流电压经PWM逆变器斩波成10 kHz的高频脉冲方波，经过中间高频变压器进行电气隔离和能量传输，再经过全桥整流滤波输出直流电压到SPWM逆变器，经滤波器输出标准的50 Hz正弦波电压。

考虑到潜艇对电网波形质量的要求，采用前后两级闭环控制系统的逆变电源。典型高频链逆变电源控制电路[11 - 12]如图 2 所示，控制电路采用 DSP2407，产生PWM调制信号和倍频SPWM调制信号，经驱动电路隔离放大后控制逆变器的功率开关管。逆变电源采用前后两级闭环控制方式，主电路整流滤波输出侧设置直流电压传感器，LC滤波输出侧设置电流传感器和电压传感器，对输出信号进行采样，经调理电路后反馈到TMS320F2407A DSP的控制电路，实现闭环控制。

图2 逆变电源总体结构图Fig.2 Overall structure of inverter power supply

该系统方案的特点是：主电路结构简单，控制方式灵活，前后两级闭环控制保证逆变电源性能优良，可靠性高，整个装置成本低廉[13]。

2 高频链逆变电源系统仿真模型

Ansoft Maxwell是我国早期使用的计算电磁场有限元软件，能利用矩阵准确快捷地求解电磁场，具有操作简单、建模简便、计算快捷准确、后处理功能强大的特点[14 - 15]。

利用Ansoft仿真软件在二维瞬态场中建立变压器几何模型、设定材料属性、指定边界条件、网格剖分、设定求解选项，变压器激励源使用外置电路[16 - 18]。变压器模型绕组匝数设置为10匝变比为1；变压器所使用的铁芯材料使用铁基非晶合金材料，最大磁感应强度为1.6 T，在Material选项中自定义厂家提供的B-H曲线参数，一、二次绕组均采用铜导线绕组使用Ansoft自带的Copper材料；模型的网络剖分大小对仿真结果的精确度有很大影响，文中各区域均分配1 mm。分析采用 Ansoft Maxwell 12 与 Simplorer 8 联合仿真方式，仿真时间设为100 ms、求解时间为2 μs，场信息保存时间步长为 1 ms（Ansoft与 Simplorer 的仿真时间同步），如图3所示。

3 变压器电磁特性仿真结果与分析

在变压器体积、材料等参数都相等的条件下，针对某型潜艇电网，输入175～320 V间不同幅压的直流电压E、改变PWM波的开关频率f，对变压器的磁感应强度Bm和铁芯损耗PFe进行仿真分析，结果如表1所示。

图3 高频链逆变电源系统仿真模型Fig.3 Simulation model of high frequency link inverter power supply system

表1 不同电压下变压器的磁感应强度和铁芯损耗Tab.1 Magnetic flux density and core loss of transformer under different voltage

从表1的仿真结果分析得：

1）当输入电压一定时，变压器的工作磁感应强度随着频率的减小而增大，且在工频时，磁感应强度进入磁饱和状态。

2）在工作磁感应强度相同时，变压器铁芯损耗与工作频率成正比；在相同频率下，铁芯损耗随着工作磁感应强度的增大而增大。

3）在幅压条件下，变压器的饱和磁感应强度要大于最大电压的工作磁感应强度。

输入相同一次电压下改变开关频率，对变压器的励磁电流特性进行分析和研究。输入电压E=320 V，开关频率f=10 kHz时的变压器原边电压、原边磁感应强度波形、原边励磁电流波形分别如图4、图5和图6所示，原边电压是频率10 kHz的方波，波形质量符合仿真输入值；产生的磁感应强度是10 kHz的三角波，幅值是0.038 T；励磁电流是与磁感应强度相对应的三角波，波形理想。

图4 f=10 kHz 时变压器原边电压Fig.4 Primary voltage of transformer at f=10kHz

图5 f=10 kHz 时的原边磁感应强度波形图Fig.5 Waveforms of primary side magnetic induction intensity at f=10kHz

图6 f=10 kHz 时的原边励磁电流波形图Fig.6 Waveforms of primary excitation current at f=10kHz

图7 f=50 Hz 时变压器原边电压Fig.7 Primary voltage of transformer at f=50Hz

图8 f=50 Hz 时的原边磁感应强度波形图Fig.8 Waveforms of primary side magnetic induction intensity at f=50Hz

图9 f=50 Hz 时的原边励磁电流波形图Fig.9 Waveforms of primary excitation current at f=50Hz

输入电压保持320 V不变，开关频率为f=50 Hz时的变压器原边电压、原边磁感应强度波形、原边励磁电流波形分别如图7、图8和图9所示，原边电压是频率50 Hz的方波，电压波形发生畸变；产生的磁感应强度是50 Hz的变形的三角波，幅值是5.164 T，变压器已经工作在磁饱和状态；励磁电流因磁饱和而产生励磁涌流现象。

通过以上分析可以得到：

1）当开关频率在10 kHz时，变压器工作在线性饱和区内，磁感应强度与励磁电流变换成线性关系。

2）当开关频率在50 Hz时，变压器的磁感应强度超过了铁心的初始饱和值，变压器发生磁饱和现象，导致稳态励磁电流波形也发生了畸变，出现了高于稳态励磁电流数倍的励磁涌流。

3）相同容量的变压器，频率与工作磁感应强度成反比。

图10 未加 LC 滤波器时输入电流Fig.10 Input current without adding LC filter

图11 未加 LC 滤波器时输入电流放大电路Fig.11 Input current amplifying circuit without adding LC filte

4 逆变电源系统仿真结果与分析

为了验证本文的单向电压源高频链逆变器拓扑结构的可行性，需要在高频链逆变电源系统模型中，输入直流电压 E 为 200 V，输出电压 Uo为 50 Hz 137 V 正弦交流电压，载波频率fc为10 kHz。

由于高频链逆变电源的开关管输出端接高频变压器，将不可避免的会产生励磁涌流和尖峰电压，对输入端产生严重干扰，甚至会将开关管烧毁。这一现象在对电磁兼容有极高要求的潜艇上不允许出现，因此有必要对高频链逆变电源的电磁干扰做出有效抑制。

图10是未加LC滤波器时直流干线电流，图11是图10的放大电路，从图中可以发现，输入主干线上的电流值在开始时存在脉冲震荡，电流有效值小于10 A，但电流谐波脉冲幅值很大，高达105A，甚至在20 ms时达到2×105A，如此高的谐波电流是高频链逆变电源无法承受的，不仅会烧毁电源设备，还会损毁输入和输出端设备。

图12是加入LC滤波器时输入电流，可以看到输入端在LC滤波后电流谐波明显较小，最大谐波脉冲集中在0～30 ms，之后电流仅存在幅值很小的谐波。

图12 加入 LC 滤波器时输入电流Fig.12 Input current when adding LC filter

对比图10和图12直流干线加入LC滤波器前后的电流值，可以证明直流输入LC滤波器能有效滤除直流干线上的电流谐波，能有效抑制高频信号干扰。

图13是变压器初级电压仿真波形，图14是变压器次级电压仿真波形，变压器在高频开关作用下产生尖峰电压，特别是在前 5 个周期产生的尖峰电压脉冲较高，这也是直流输入干线的信号干扰源之一，实际电路设计中需要对功率开关管增加RC缓冲电路，这样不仅能减小电路谐波，还能延长功率开关管使用寿命。

图13 变压器初级电压仿真波形Fig.13 Simulation waveform of transformer primary voltage

图14 变压器次级电压仿真波形Fig.14 Secondary voltage simulation waveform of transformer

图15 是整流滤波输出电压，图中所示电压在经过1个周期的调整后开始趋于稳定，电压幅值在180～220 V之间震荡，相对于要求的直流电压存在一定差距，但并不影响逆变电源正常工作。

图15 整流滤波输出电压Fig.15 Rectifier filter output voltage

图16 是后级输出SPWM波，由于受到输入直流电压值不稳定的影响，输出SPWM波顶部和底部存在波动，波形质量符合实验要求。

图16 输出 SPWM 波Fig.16 Output SPWM wave

图17 是输出电压，电压波形在经过 2 个周期的调整后达到输出137 V，50 Hz的稳定正弦波的要求。

图17 输出电压Fig.17 Output voltage waveform

5 结 语

本文设计典型高频链逆变电源的拓扑结构并制定系统的电气设计方案，基于Ansoft仿真软件建立变压器模型，利用Simplorer搭建高频链逆变电源系统仿真电路，使用Ansoft与Simplorer的联合仿真方法分析原边一次电压为PWM波的情况下，高频变压器磁饱和时的电场分布、磁感应强、励磁电流、谐波、铁芯损耗及饱和特性等，为高频链逆变电源变压器的设计提供依据；分析高频逆变电源对干线的干扰并验证了高频逆变电源电路的合理性，为高频链逆变电源应用于潜艇上的电磁兼容问题提供有效参考；同时对高频链逆变电源系统进行原理仿真，并给出仿真结果，从而验证了高频链逆变电源方案的可行性。