基于40 nmCMOS工艺的高速SAR ADC的设计

魏祎

摘要：基于40 nm CMOS工艺，设计了一种高速逐次逼近型模数转换器。本设计采用了非二进制冗余DAC技术来缓解ADC对建立时间和建立精度的要求，来提高ADC量化的准确性；采用带有预放大级的高速比较器来提高比较器的精度，同时减小后级Latch的回踢噪声，采用了两级Latch来进一步提高比较器的速度；采用基于锁存器的锁存单元来提高SAR逻辑控制电路的速度，并且采用了异步时序控制，不需要外部时钟，有利于提高SAR ADC的速度，并降低了设计的复杂度。设计的SAR ADC在160 MHz的采样频率下，在不同输入信号频率下均可以实现12 bit的量化精度，SFDR均在83 dB以上。

关键词：高速通信：模数转换器：逐次逼近：非二进制

0 引言

随着智能设备的普及和通信技术的不断发展，消费者对智能互联的需求变得越来越迫切。这就要求通信网络要有更快的数据速率。而更高的数据传输速率就要求更大的带宽。因此通讯接收机就需要更快的数据转换器，将模拟的无线通信信号转换为数字信号，供DSP芯片进行处理。模数转换器（Analog-to-DigitalConverter，ADC）作为连接模拟系统和数字信号处理系统的桥梁起着关键的作用。

在同样精度与速度要求下，与快闪型、折叠内插型、流水线型等ADC相比，SAR ADC结构简单、功耗低、易于集成等特点，因此得到了广泛的应用[1-2]。

常见的SAR ADC主要由自举采样开关、DAC、比较器和SAR逻辑电路组成，其基本架构如图1所示。其中DAC主要采用电容阵列构成的CDAC。一个N位的SAR ADC的工作原理是采用二进制搜索算法确定输入信号所在的量化区间。首先，输入信号通过采样开关存储在DAC中；然后通过比较器对输入信号和DAC产生的参考电压进行比较，将比较结果输出到SAR逻辑电路，SAR逻辑控制电路根据比较结果去控制DAC中的开关切换，使DAC进一步产生逼近输入信号的参考电压：最后当每一位都比較完成后，DAC的输出电压将收敛到与输入信号相差不超过1/2 LSB （1LSB=VFS/2N）的范围，比较器的每一位输出码组成最终的N位输出码。

本设计采用了非2进制冗余DAC技术、静态锁存比较器、基于锁存器的SAR逻辑控制电路，在CMOS工艺下实现了12 bit的高速SAR ADC的设计。

1 DAC的设计

DAC为非二进制传统电容阵列，阵列基底小于2。由于DAC阵列总电容很小，为抑制电荷注入，采用下极板采样方式。为保证12 bit动态范围，选取定基底radix=1.877，以13位电容阵列的方式来实现12 bit的SAR ADC。电路结构如图2所示。

非二进制冗余DAC技术缓解了ADC对建立时间和建立精度的要求[3]。在传统的二进制电容阵列里，电容的值都是以2为基底，ADC的转换编码和输入信号之间是线性映射的关系。如果将电容阵列的基底设置成小于2，则转换编码和输入信号之间不再是线性映射，这种非线性映射恰恰为DAC的建立提供了冗余，可一定程度放宽DAC的建立精度，同时建立时间也大大缩短。一个N位的非二进制SAR ADC，假设以radix作为电容阵列的基底，由于radix<2，继续使用N位电容进行量化将导致ADC不足以提供N位精度的动态范围，假设使用k位电容进行量化，则需满足

根据式（1），如果利用13位电容来实现1 2位ADC，则基底至少为1.8772。冗余发生在量化编码为0111…111和1000…000之间，只要输入信号在此冗余范围，不管高位量化值是0还是1，最终都能被准确地表示，换言之，只要DAC能够建立到对应的冗余范围内，最终就能正确完成量化[4]。

2 SRA ADC的工作原理

在采样阶段，采用下极板采样的方式，DAC差分输出端接共模电压V_CM，所有电容下极板分别接输入信号Vip和Vin，此时差分DAC输出端的电荷：

QXP=（VCM - Vip）.Ctot.p

（2）

QXN=（VCM - Vin）.Ctot，n，

（3）

为了减小采样开关的非理想效应，先将VCM开关断开，再将自举采样开关断开，完成对输入信号的采样。采样完成后即进行第一次量化。以差分DAC的P端为例，首先将上极板从共模电平VCM断开，然后将除MSB电容外所有电容的下极板切换到Vrefb，MSB电容下极板切换到Vrefb，DAC建立完成即进行第一次比较，此时，上极板电荷：

Q'xP=（VXP - Vretb）- （Ctot，p- ClZ，p）+ （VXP - Vreft）-C1Z，p

（4）

互补DAC的N端的切换方式和P端相反，其切换后上极板电荷：

Q'XN=（VXN - Vreft）.（ctot，n- clz，n）+（VXN - Vrefb）.C12，n

（5）

根据上极板电荷守恒：

QXP=Q'xP，QXN=Q'xN

（6）

可得第一次比较时：

VXP=VCM - Vip+Vreft.w12，p，a+Vrefb.（1-w12，p，a）

（7）

VXN=VCM - Vin+Vreft-（1-w12，n.a）+Vrefb-W12，n，a

（8）

其中定义模拟权重：

假设第一次比较结果D12=1，即VXP< VXN，则P端DAC的MSB电容下极板接Vref保持不变，将MSB-1电容从Vrefb切换到Vrefb，VXP= VCM- Vip+Vreft.（w 2，pa+w11，p，a）+Vrefb.（1-w12，pa-w11，p，a）。互补DAC端MSB电容下极板接Vreft保持不变，并将MSB-1电容下极板从Vrefb切换到Vreft，VXN= VCM-Vcm+ Vrefb.（1-w12，n，a-wll，n，a）+ Vrefb.（w12，n，a+wll，n，a）。

假设第一次比较结果D12=0，即VXP> VXN，则P端DAC的MSB电容下极板要从Vreft切到Vrefb，将MSB-1电容从Vrefb切换到Vreft，V'XP=VCM-Vip+Vreft.w11，p，a+Vrefb.（1 -wll，n，a）；互补DAC端MSB电容下极板要切到Vreft，并将MSB-1电容下极板从Vreft切换到Vrefb，vXN= VCM-Vn+ Vreft'（1一∞11，n，a）+Vrefb。w11，n，a

逐次逼近从高位到低位依次进行，对于P端的每一位电容Cip（i=12，11，…，O），首先将之切换到Vreft，根据比较结果D，决定是否需要切换回Vrefb，然后继续进行下一位量化。如果D，=1，则Ci，p保持接Vreft不变，同时Ci，p的数字权重将累加到最终输出编码；如果D，=0，则Ci，p要从Vreft切换回Vrefb，并且Ci.p的数字权重不需要累加到最终输出编码。

3 比较器的设计

本设计中的比较器采用静态锁存比较器加一级动态锁存器的结构，其结构如图3所示。静态锁存比较器采用的再生单元是A类交叉耦合对[5]，比较器的工作电流决定了其转换速度。第一级为预放大级，对输入信号进行放大，输出电流通过镜像注入再生单元，差分输入对管的漏端与再生节点之间存在隔离，回踢噪声较小。比较器采用异步时序控制，当比较器产生比较结果后对比较器进行复位操作。

本设计中SAR ADC的输入信号为800 mVpp，一个LSB为195 μV。考虑到LatcH的比较速度与输入信号的关系，预放大级的增益设计为20 dB。在实际工作时，比较器的工作速度很快，因此预放大级需要有足够的带宽。本设计中预放大级的-3 dB带宽为1.8 GHz。

4 SAR逻辑控制电路的设计

采用同步结构的SAR逻辑需要额外的控制时钟。对于一个N位同步SAR ADC而言，量化过程需要N个时钟周期，采样过程需要一个到多个时钟周期，假设为一个时钟周期，则ADC的采样率为外部时钟频率的1/（N+1），由于采样时钟必须要保证精度且由外部时钟分频得到[6-7]，因此在同步设计里首先要保证（N+1）信于采樣率的外部时钟的精度，不但相当困难，而且十分不经济。

因此本设计采用异步时序控制的SAR逻辑。SAR逻辑控制电路由13个锁存单元及对应的DAC开关控制信号产生电路组成，如图4所示，本设计共有13个锁存单元。

VIN和VIP接收比较器的输出，ENS接收来自前一级的使能信号，CLK为锁存单元的控制时钟，控制内部的锁存器，RST为复位信号，锁存单元对比较器的结果进行锁存后，经过逻辑电路产生VOUTP和VOUTN作为DAC开关的控制信号，来控制电容下极板的切换。其工作流程为，当比较器产生比较结果后，将比较结果输出到SAR单元，同时将比较结果通过与非门来产生锁存单元的控制时钟，控制锁存单元对比较器的输出结果进行锁存，锁存完成后随即产生一个使能信号，开启下一级锁存单元，等待下一次比较器的结果。当最后一级锁存单元锁存比较器结果后，产生的READY信号作为最终量化数据并行输出的控制信号，并用于产生SAR逻辑控制电路的复位信号，同时将DAC的电容上极板接到VCM，等待下一个采样周期的到来。

5 SAR ADC仿真结果

在采样频率Fs=160 MHz时，在不同输入信号频率下对SAR ADC进行仿真。输入信号为差分的正弦波，差分摆幅为800 mVpp，参考电压Vreft=800 mV，Vrefb=400 mV。通过Matlab对ADC的输出数据进行FFT处理后，得到SAR ADC在不同输入信号频率下的动态性能如表1所示。

SAR ADC在不同输入信号频率时的性能仿真结果统计如表1所示。

由仿真结果可以看出，本ADC的设计实现在160MHz的采样频率下能够完成13次量化，并保证了12位的量化精度。

6 结论

本设计采用了非二进制冗余DAC技术来缓解ADC对建立时间和精度的要求；采用带有预放大级的高速比较器来提高比较器的精度，并减小后级LatcH的回踢噪声：SAR逻辑控制电路采用基于锁存器的锁存单元来提高SAR的速度，并且采用了异步时序控制，不需要外部时钟，有利于提高SAR ADC的速度，并降低了设计的复杂度。

经过仿真验证，本文设计的SAR ADC在160 MHz的采样频率下，在不同输入信号频率下均可以实现12 bit白勺量化精度，SFDR均在83 dB以上。

参考文献：

[1]Y. Chai，J T Wu. A CMOS 5.37-mW 10-bit 200-MS/s dual-path pipelined ADC[J]. IEEEJournal of SoHd-State Circuits， 2012， 47（12）： 2905-2915

[2]Y. Zhu， C. H Chan，S W. Sin， et al.. A 34f J lOb 500 MS/s partiaHnterleaving pipelined SARADC[C]. Sympos|um on VLSI Circuits， Honolulu， 2012， 90-91

[3]杜翎基于非二进制量化算法的逐次逼近模数转换器的设计[D]电子科技大学，2016

[4]王伟分辨率可配置型高速SARADC的研究与设计[D]电子科技大学，2016

[5]c. C. Liu， C. H Kuo，Y ZLin. A 10 bit 320MS/s low-cost SAR ADC for IEEE 802.llacapplications in 20 nm CMOS[Jl. IEEE Journal of Solid-State Circuits， 2015， 50（11）： 2645-2654

[6]L. Du，S Wu，M Jiang， et al.. A lO-bit 100MS/s subrange SAR ADC with time-domainquantization[C]. International Symposium on Circuits and Systems， Melbourne VIC， 2014， 301-304

[7]Y. Zhu，C H Chan，S W. Sin， et al.. A 34 f J lOb 500 MS/s partiaHnterleaving pipelined SARADC[C]. Symposium on VLSI Circuits， Honolulu， 2012， 90-91