K波段低副瓣波导缝隙驻波阵设计

2018-09-01 09:25杨彦炯

现代导航 2018年4期

杨彦炯

（中国电子科技集团公司第二十研究所，西安 710068）

0 引言

波导缝隙阵列天线广泛地应用于雷达系统中[1]，其口径电场幅度和相位分布能精确控制，且具有结构紧凑、辐射效率高、功率容量大、可靠性高、损耗小，易实现高功率、高增益、低副瓣、窄波束和赋形波束等设计要求；其次，波导缝隙馈电网络与辐射口面一体化设计的平面结构剖面低、结构紧凑，方便与各型载体共形。鉴于以上优点，平板波导裂缝阵列天线广泛应用于雷达、通信与导航系统中。目前，在敌我识别和导引头雷达系统中均采用平板波导缝隙阵列天线[2～3]。

1 理论分析

波导缝隙天线的幅相分布可由缝隙偏置或倾角的大小和方向来控制，按照缝隙位置可分为宽边偏置缝隙阵、宽边倾斜缝隙阵、窄边倾斜缝隙阵。依设计极化要求，本文中天线采用宽边偏置缝隙，图1所示为所涉及阵列天线结构示意图及其等效电路[4]。

图1(a) 平板缝隙的示意图

图1(b) 波导缝隙阵列等效电路

采用端馈或者中馈形式且终端短路的波导缝隙天线，其单元间距为λg/2时，此时波导腔体内的电场呈驻波状态，这种形式的缝隙阵称为驻波阵。对于偏置缝隙，假设终端短路板距末端缝隙间距为λg/4时，缝隙总是位于驻波电压波峰点。驻波阵是一种窄带天线阵，在进行辐射阵面设计时，需要根据带宽要求划分适当数目的子阵。本文中天线带宽不足1%，无需做子阵划分。

对于无耗传输线，距离负载为d的参考面输入阻抗为：

式中，Zin(d)为参考面的输入阻抗，Z0为传输线的特性阻抗，Z1为负载阻抗，d为到负载的距离。这样，归一化导纳为：

其中，y1为负载的归一化导纳。

对于长为Ls的短路线，其归一化输入导纳为：

那么图1（b）中的yin1为：

相应的，图1（b）等效电路中yin2为：

以此类推，可以得到开有N个缝隙的波导上的第N个缝隙处的归一化导纳的递推公式：

由此，可得波导端口处的归一化导纳为：

由式（7）可以看出，由传输线理论得到的端口归一化输入导纳为缝隙归一化导纳y的函数。

为求得缝隙的归一化导纳值，利用HFSS仿真得到驻波阵端口的反射系数S11，反射系数和导纳之间有如下关系：

用式（7）和式（8）建立方程可得：

求解方程f(y)=0，即可得到各缝隙归一化导纳值y。

2 导纳参数提取

驻波阵缝隙间距d=λg/2，d初始值取为9mm（中心频率24GHz，选取BJ260标准波导对应波导波长λg=18.11mm），d最终取值可根据仿真结果做微调。使用Ansoft HFSS仿真软件，建立N元（本文取16）缝隙阵仿真模型，缝隙尺寸完全相同，且相邻缝隙交替偏置。

通常宽边偏置缝主要提取缝隙偏置量和缝隙长度两个参数，提取的步骤如下：

（1）固定缝隙偏置量offset1，以缝隙长度long1做参数扫描，S11为因变量，找到S11最小时对应的缝隙长度long1，即可得到缝隙偏置offset1缝隙长度为long1时最小值S11min1。

（2）调整缝隙偏置为offset2，固定其值不变，重复上述步骤（1），即可得到缝隙偏置offset2，缝隙长度long2时S11的最小值S11min2。

根据指标要求副瓣电平≤-27dB，单元的幅度分布按副瓣-30dB泰勒分布计算，单元数即缝隙数目为30个，等副瓣数为5[5]，可得到各缝隙理论幅度分布如图2。

图2 各缝隙理论幅度分布

图3 缝隙偏置与电导关系曲线

图4 各缝隙电导分布曲线

上节中公式已经将电导与S11建立关系，本节使用仿真软件建立了缝隙偏置量与S11之间关系，由此可将缝隙偏置量与电导进行曲线拟合，得到拟合曲线如图3所示。根据计算得到的缝隙理论幅度分布值可得各缝隙电导分布曲线如图4所示。

3 仿真结果

确定缝隙各参数后，建立仿真模型，如图5所示，共3层。最上层为辐射缝隙，缝隙总数为30×16，即方位30个缝隙，俯仰16行缝隙；中间层为宽边辐射缝隙传输波导；最下层为平板波导缝隙馈电波导。优化阵面各可调参数，得到满足指标的仿真结果，如图 6～图 8所示分别给出频率 23.95GHz、24GHz、24.05GHz的方位面方向图。