一种模块化地铁再生制动能量回馈系统及环流抑制策略

连建阳, 刘洪德， 张　烨，张全秀， 谢晔源

(1. 南京南瑞继保电气有限公司，江苏 南京 211102；2. 石家庄轨道交通有限责任公司，河北 石家庄 050000)

0　引言

地铁车辆各站间运行时间一般为2～5 min，处于频繁启动和制动状态，高速时采用再生制动方式，只在低速时采用机械制动。地铁再生制动产生的反馈能量一般为牵引能量的30%,甚至更多。因此近年来再生制动能量的利用越来越引起人们的重视。处理车辆再生制动产生的电能办法主要有车辆自身消耗与反送电网2种，前者将电能提供给车上辅助用电设备，剩余的电能经过损耗电阻消耗，而后者则将剩余的电能直接送回电网[1-5]。

国内大部分地铁线路的直流侧电压为1500 V，需要的能量回馈变流器功率在1000～4000 kW。文献[4，6]采用逆变器模块并联方案，选用3300 V的绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar t￣r￣a￣n￣s￣i￣s￣tor,IGBT)，简单描述了控制方法，没有对并联模块环流产生的原因及环流抑制的策略进行详细分析。3300 V的IGBT开关损耗较大，导致能量回馈系统的整体效率较低。

文献[7,10—18]对逆变器输出电压和线路阻抗进行分析，认为环流主要由并联逆变器输出电压差异性造成；不均流除了受各并联逆变器输出电压影响，还取决于各并联逆变器输出阻抗的参数差异性。该文献主要是基于等效模型进行，重点分析低频环流的影响，对IGBT开关过程的高频环流的影响分析较少。

文献[8—9]针对并联带来的环流问题，建立了环流数学模型,分析了高频环流和零序环流产生原因，并提出了一种重复控制策略来抑制环流。

文中采用模块化串联技术解决1500 V的直流供电系统1700 V IGBT器件耐压不足问题，降低了设备的成本；采用模块化并联技术，解决了IGBT电流不足问题；串联模块间采用载波移相调制策略，有效减小了滤波器体积[9]。在文献[7—8]环流分析的基础上，文中重点分析了单个开关周期内并联模块IGBT开通不同步导致高频环流的原因，并采用一种简单的并联模块调制波信号同步技术，解决了模块直接并联高频环流问题。通过每个并联模块电流独立控制策略，可自适应各并联模块的阻抗不一致，保证各并联模块的输出电流基本一致，解决了并联模块低频环流的问题。最后通过实验验证了该控制策略。

1　模块化地铁再生制动能量回馈系统主电路及环流分析

1.1　地铁再生制动能量回馈原理

地铁机车供电系统如图1所示，当地铁机车进入制动工况，机车的动能转换为电能，向直流电网输入电能，引起直流电压升高。当中压能馈装置检测到直流电压高于设定值时，中压能馈装置启动，将电能反送到交流电网，实现地铁再生制动能量的回馈利用。当检测到交流电流小于设定值，中压能馈装置停止。

图1　地铁机车供电系统Fig.1　Subway power supply system diagram

1.2　模块化地铁再生制动能量回馈拓扑

模块化地铁再生制动能量回馈系统(中压能馈装置)如图2所示，由变压器和双向变流器组成。变流器由2组三相单元(P1，P2)串联组成，每组三相单元由n个三相单元并联组成(具体并联数由系统容量决定)。每个单元交流侧串有电感Li和快速熔断器Fi。n个并联单元共用一个直流母线，交流侧共用一个滤波电容C。

图2　中压能馈系统主电路Fig.2　Medium pressure feed system main circuit

本拓扑采用模块化并联技术，解决了地铁能馈大功率应用场合单个IGBT器件电流不足问题。当其中一个三相单元出现非IGBT故障时，可以闭锁该单元，其他单元正常运行。当三相单元出现IGBT故障，无法通过闭锁IGBT切断故障电流时，快速熔断器会动作，切断故障电流。基于上述策略，实现了模块级的冗余，提高了系统的可靠性。

本拓扑采用模块化串联技术解决1500 V直流供电系统1700 V IGBT器件耐压不足问题，降低了设备成本。采用先并联后串联方案，可简化模块均压控制策略，降低系统复杂度，提高系统可靠性。

2　 系统控制策略

2.1　并联模块低频频环流分析

文献[6] 将逆变器等效为电压源，对并联模块低频环流进行了系统的分析，多逆变器并联的数学模型如图3所示。

图3　多逆变器并联的数学模型Fig.3　Mathematic model of multiple parallel inverters

逆变器输出电流和电压关系满足：

(1)

式中：iskn为第n个并联逆变器的k相相电流；ukn为第n个并联逆变器的k相输出端电压；uk为并联逆变器输出公共端k点端电压，其中k=a, b， c；Rln+jωLln为第n个逆变器输出端至公共端的输出线路的杂散阻抗参数；Rzn+jωLzn为第n个逆变器串联的均流电抗器阻抗参数；ω为逆变器输出电流的角频率。低频环流主要由并联逆变器输出电压和阻抗的差异性引起的。

文献[6]采用的均流电抗较小，忽略了该阻抗不一致所引起的环流。文中所用的电抗较大，主要是滤波和均流2个功能，阻抗差异的不均流不能忽略。文中后续的控制策略将详细介绍该低频环流的抑制措施。

2.2　并联逆变器高频频环流分析

并联逆变器的同相IGBT开通不同步是导致高频环流的主要原因[7]。

文中以2个逆变器为例，详细分析高频环流的产生原因。图4为2个逆变器的等效原理图。当S11和S22同时导通，2个逆变器就形成了一个环流回路如图4红色回路所示，其关系满足:

(2)

式中：La1和La2分别为2个逆变器的滤波电感；ia为A相环流；udc为直流侧电压。

图4　两逆变器并联高频环流通路Fig.4　Inverter parallel high frequency circulation path

同相IGBT开通不同步的原因主要有2个：一是2个逆变器调制波的幅值或者相位不同；二是载波不同步。

以图4的A相为例，假设第一个逆变器A相的调制波为uar1，第二个逆变器A相的调制波为uar2，载波峰值为Ur，采用双极正弦脉冲宽度调制(sinusoidal pulse width modulation,SPWM)调制方式。其中uar1和uar2满足下式：

uar1=Ua1sin(ωt)

(3)

uar2=Ua2sin(ωt+δ)

(4)

(5)

(6)

式中：T为IGBT的开关周期；T1为S11的开通时间；T2为S21的开通时间。

假设载波的相位和幅值相同，S11和S22同时闭合的时间ΔT满足下式：

(7)

上述分析逆变器调制波差异导致的同相IGBT开通的时间差，下面将分析载波相位不同步导致的同相IGBT开通时间差。以A相为例，其脉冲宽度调制(pulse width modulation,PWM)信号产生原理如图5所示。

图5　逆变器 PWM 脉冲信号生成Fig.5　PWM pulse generation block of inverter

载波的频率远大于调制波，因此在2个载波周期内，可假设调制波的幅值不变。当载波的相位偏差180°，调制波的幅值为0的时候，S11和S22同时开通的时间最长，为0.5T。当调制波的幅值达到最大值时，S11和S22同时开通的时间最短，为(1-M)T。M为最大调制比，一般为0.85～0.95。

2.3　中压能馈系统控制策略及其环流抑制性能分析

中压能馈系统采用2组并联单元独立控制策略，除了SPWM调制波的移相角度不同之外，2组并联单元控制策略完全相同，以第一组并联单元P1为例，其控制策略如图6所示。图中Udc1为第一组并联单元P1的直流电压测量值；Udcset2为直流电压控制指令；iai，ibi，ici为每个独立三相单元的电流测量值(i=1,...,n)。n个并联模组采用独立电流内环进行控制，独立电流内环可以保证并联模组间的均流。为了提高直流侧电压利用率，采用了三次谐波注入的调制方式。

图6　控制策略框图Fig.6　A block diagram of the control strategy

以2个逆变器并联为例，忽略高频成分，先假设2个逆变器的输出电流相同为ia，逆变器输出电压和电流满足下式：

ua1=ua+iaZ1

(8)

ua2=ua+iaZ2

(9)

式中：ua1为第1个并联逆变器的 A相相电压；ua2为第2个并联逆变器的 B相相电压；ua为网侧A相相电压；Z1为第1个并联逆变器的A相总阻抗；Z2为第2个并联逆变器的 A相总阻抗。为了便于分析，令：

iaZ1=k1ua

(10)

Z2=k2Z1

(11)

根据SPWM调制原理，把式(8—11)带入式(7)，可得:

ΔT=k1|1-k2|MT

(12)

假设系统的开关频率为3 kHz，滤波电感La为0.2 mH，电感值偏差k2为1.1(一般电感的要求)，额定电流600 A，交流电压480 V，直流电压800 V，线路的阻抗远小于滤波电感，忽略不计。同时假设载波信号同步，把相关参数带入式(2)和式(12)计算可得：M为0.92，k1为0.096，T为333.3 μs，ΔT为2.94 μs，Δia为5.88 A。

通过上述计算可以发现在系统阻抗参数偏差10%，载波同步情况下，采用电流内环独立控制策略，并联变流器的环流可以控制在1%以内。

2.4　SPWM载波同步及载波移相调制策略

文中所述的模块化地铁再生制动能量回馈系统采用总分的控制系统架构，其架构如图7所示。总控制器完成图6所述的电压外环控制策略，模块控制器PkSMCi(k=1,2；i=1,2,…,n)完成电流内环逻辑，并产生PWM信号控制IGBT。模块控制器PkSMCi和主控器通过一对光纤进行通信，采用标准的60044-8通信协议。

图7　控制系统架构Fig.7　Control system architecture

该控制系统架构保证了各逆变器电气上的相互独立，有效地隔离了逆变器之间的电磁干扰。各模块控制器相互独立必然导致了各逆变器载波信号的不同步。

为了实现各逆变器载波信号的同步，主控制器和模块控制器100 μs通信一次，在每一帧里面定义一个16位的同步字。每隔100 μs，对载波信号进行一次同步。一只标称值10 MHz、误差±20 ppm、温度范围-20～+70 ℃的晶振，在100 μs内的累积最大偏差为ΔT为2 ns。以2.3节的系统参数为例，假设系统参数和调制波均相同，代入式(2)计算可得：Δia为4 mA。

采用载波移相调制策略，总电流输出的开关纹波频谱分布在并联模块开关纹波 2倍的频带内，等效开关频率得到2 倍提高[7]。在满足谐波含量要求的条件下，滤波电感的尺寸和电感上的基波压降明显减小。2组并联单元之间的载波信号延时T/2(T为载波周期)。2组并联单元通过变压器进行隔离，不会存在环流问题。

3　试验

在完成2 MW两模块并联地铁再生制动能量回馈样机研制后，进行了再生制动能量回馈系统的功能测试。能馈系统设计参数和试验条件见表1。

表1　能馈系统设计参数和试验条件Tab. 1　System parameters and test conditions

图8为模拟列车制动时能馈装置投入过程网侧电流波形图，列车制动时能馈装置可以迅速解锁向交流电网回馈能量。图 9为模拟列车启动时能馈装置退出过程网侧电流波形图，列车制动时能馈装置可以迅速闭锁进入待机状态。

图8　能馈装置投入过程网侧电流波形Fig.8　The network side current when the energy feedback device inputs

图9　能馈装置退出过程网侧电流波形Fig.9　 The network side current when the energy feedback device exits

图10为能馈装置满功率回馈时其中2个并联逆变器的A相的并网电流波形。两模块电流偏差小于1%，环流抑制效果好。

图10　2个并联逆变器的A相电流波形Fig.10　Phase A current waveform of two parallel inverters

图11为能馈装置满功率回馈时其中2组串联单元的直流电压波形。直流电压偏差小于1%，均压效果好。

图11　2组串联单元的直流电压波形Fig.11　DC voltage waveform of 2 series units

4　结语

针对1500 V的地铁直流供电系统，文中采用了一种带快速熔断器的模块化串并联能馈拓扑，采用低耐压IGBT，降低了设备的成本。该拓扑可实现模块冗余功能，因而更为可靠。针对该拓扑，文中详细分析了并联逆变器环流大小的影响因素，并做了定量的计算说明。文中采用每个逆变器独立电流内环和一组并联逆变器共用一个直流电压外环的控制策略，并采用载波移相调制策略。试验结果表明，文中所设计的基于多模块串并联的地铁列车再生制动能量回馈装置可以实现交直流侧直接并联，且直流电压偏差和交流电流偏差均小于1%，证明了上述分析的正确性。

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