一种具有低线性调整率的带隙基准源电路设计

戴靖遥，赵宏亮

一种具有低线性调整率的带隙基准源电路设计

戴靖遥，赵宏亮

（辽宁大学物理学院，沈阳110036）

在传统带隙基准源电路的基础上，提出了一种具有低线性调整率的带隙基准源电路，使用预调制电路结构代替传统启动电路，并在核心电路中使用高增益两级放大器结构，以实现在较大范围电源电压下正常工作。同时，通过环路负反馈结构结合密勒补偿技术，进一步提高了电路的稳定性。电路采用标准0.5μm BCD工艺进行设计。仿真结果表明，在-55～125℃温度范围内，温漂系数为28.76 ppm/℃，电源抑制比为-101.2 dB，在3～10 V电源电压范围内，输出电压的变化仅为58μV，线性调整率达到8.3μV/V，所设计的具有低线性调整率的带隙基准源电路适用于诸如同步降压型稳压器等对电源电压工作范围有较高要求的电路系统。

带隙基准源；BCD工艺；低线性调整率；预调制；两级放大器；环路负反馈

1 引言

带隙基准源作为一种能提供与温度和电源电压无关的基准电压的电路结构，在模拟电路系统中有着广泛的应用。当前已报道的带隙基准源电路，其设计目的往往集中于使电路拥有更低的温漂系数，采用的方式包括对温度的二阶补偿和三阶补偿等[1-2]；或是在低功耗电路中，在低电压下仍能提供稳定的输出，其方式包括控制运算放大器工作模式、采用亚阈值区无运放结构电路等[3-4]。但这些电路结构对电源电压变化范围要求较为严格，当电源电压大范围波动时，无法很好地提供稳定的基准输出。而在诸如同步降压型稳压器等电路系统中，需要电路能够在较大的电源电压范围内工作，这对其中的带隙基准源电路的电压工作范围提出了更高的要求。

为适应较大电源电压变化范围，提出一种具有低线性调整率的带隙基准源电路结构，通过采用预调制电路结构用以代替传统启动电路的方式，可实现在3～10V的大电源电压范围内正常工作；同时还在带隙基准核心部分采用两级放大器的结构进一步增加电路基准输出的稳定性[5]。该电路采用标准0.5μm BCD工艺进行设计，在3～10V电源电压范围内，输出电压的变化仅为58μV，线性调整率达到8.3μV/V。

2 带隙基准源电路结构

（1）传统带隙基准电路工作原理

带隙基准源电路主要功能是为了产生与电源电压和温度无关的基准电压，如图1所示，其基本原理为放大器A1以VX和VY为输入，使得X点和Y点稳定在近似相等的电压。通过让电路产生一个正温度系数的电压差值 Δ VBE， 其中 Δ VBE=VBE1-VBE2，和一个负温度系数的电压 VBE，将两者根据比例相加，最终正负相消从而得到一个与温度系数无关的电压值 VREF。在上式中，VBE指的是以二极管形式相连的晶体管的基极与发射极的电压差。该电压差和温度成负比例关系。而Δ VBE是两个晶体管在不同电流下的基极和发射极的电压差，该电压差和温度呈正比例关系。在多数带隙基准结构中，基准电压的公式为：

公式中的 VT为热电势，n为Q1、Q2发射极面积的比例，为了得到零温度系数，必须使（）lnn ≈17. 2，的值基本稳定在1.26V左右。

但实际上，由于运放的增益有限，导致X点与Y点的电压并不绝对相等，使得输出电压并不能完全独立于电源电压保持不变。针对这一问题做出改进，在传统带隙基准源电路中加入了预调制部分代替启动电路，并在带隙基准核心部分采用了两级放大，使整体电学状态更加稳定。

图1 传统带隙基准电压源

1、预调制电路

基准电压源预调制部分电路如图2所示，电源输出电压为3～10V，为保证输入电压的变化对基准部分的影响较小，且输入电压较大时需考虑耐压，故引入该部分，得到一个预调制的初步的基准电压，为后续的基准电路提供输入电压。

图2 预调制电路

图中P1为二级管接法，与电阻R1共同形成该部分的初始电流，这样做的好处是不需要启动电路，坏处是电源抑制比较差。这里提升电源抑制比的方法，一是采用负反馈，二是采用预调制结构。图中使用的双极晶体管均为NPN型。Q1和Q2构成电流镜，粗略保证两条支路电流相等以及Q3、Q4的集电极电压相等。Q3与Q4的发射极面积为1：10，其余各管的发射极面积均与Q3相同。因此电压关系可以表示为：

式中已忽略NPN的基极电流，I 0为Q2-Q4支路的电流，也是PTAT电流。

P2和N1之间加入了电容滤波电路。电容对直流电流有很大的阻抗，对交流电流则是频率越高阻抗越小。利用电容器的这个特性，可以把混杂在直流电里的交流成分过滤出来。源跟随器N1管的源级电压为：

该电压即为预调制的低温飘基准。

该电路中预调制电路能提供2.41V的电压作为下一级的输入。

2、带隙基准核心电路

我国要成功跨越中等收入陷阱，进一步优化经济增长方式是最为重要的内容之一，而供给侧结构性改革是我国在经济新常态大背景下所提出的推进我国经济增长方式转型升级的重要策略。要实现我国更好更快的效率型增长并成功跨越中等收入陷阱，需要我国深化供给侧结构性改革，落实相关调结构，去杠杆，稳增长等手段来将传统行业的过剩产能转移到新兴行业中去，推动我国人工智能、自主芯片研发等产能不足的高科技行业的发展，将我国经济增长动力从资源消耗、环境破坏转为技术创新、劳动力素质提高等方面。同时进一步深化国有企业体制改革，推动利率的市场化发展等方式来进一步深化我国的供给侧结构性改革[3]。

基准电压源核心部分电路如图3所示。

图3 带隙基准核心部分设计

在其中，带隙基准产生的原理与常规结构一致，Q5和Q6的 VBE差值在电阻上产生PTAT电流，PTAT电流在电阻上产生正温度变化的压降，再加上Q5的负温度变化的 VBE，形成低温飘的输出电压 VREF2。

由于 R5= R6=12R0，R8= R12=1.5 R0，根据电路结构可以得出电压关系式：

其中 I5、 I6分别是Q5-Q6支路的电流。

图3中Q5和Q6的发射极面积比为1：16，其余各NPN管的发射极面积均与Q5相同，式中，为PTAT电流。

根据电路结构可得：

由于前半部分为正温，后半部分为负温，因此通过调整电阻值的比例，就可以得到一个精确的低温飘电阻。图中R9电阻带TRIM修调。

以上分析成立的前提条件是保证产生PTAT电流的Q5和Q6的集电极电流相等，即I5=I6。在常规的带隙基准中，一般通过差分输入的运放钳位电压，或通过电流镜来直接保证两支路的电流相等。电流镜又可分为自偏置的电流镜和外部引入的电流镜二种[5]。该电路采用电流镜间接地保证了两路电流相等。

电路中Q7与Q8面积相同，并由共栅共源电流镜保证其集电极电流I7、I8相等。由Q7-R4与Q9-R6所在支路可得

由于 R4=R5，化简后可得超越方程

该方程有解 I5=I7。

由Q7-R4与Q9-R6所在支路可得

Q9集电极电流源为I7=I8，受电流镜影响，Q7与Q9的发射极面积相同，集电极电流相等，由，可

S得I6=I7=I5。该电路由此保证Q5与Q6的集电极电流相等。

3、环路负反馈部分

运算放大器的负反馈保证了运放的两个输入端点相等。为了增加环路稳定性，该电路引入了负反馈[6]。VREF2即为该环路的输出电压，R9与PTAT电流产生电路部分构成采样反馈电压的分压网络，Q8与Q9的基极均为反馈网络的输出点。令Vb8=k·Vb9，k 为 R6，Q6，R12 构成的分压网络的分压比，在仿真中该值约为0.6左右。当Q8、Q9的基极有小信号输入电压时，Q9视作共射级放大管，Q8视作共基级放大管。Cc为密勒补偿电容。MN1与MP3均为源随器，起电平移位的作用，同时也缓冲放大器管Q4、Q5输出高阻至 VREF2输出的低阻,Q8-Q9部分可简化为如图4所示的模型。

图4 环路中前馈放大器等效模型

图4 中的Vin为反馈网络采样小信号电压，Vo为图 3 中 Q8 的集电极电压。Vo=A2·（k·Vin-A1·Vin），A1、A2分别为Q8、Q9的单管放大电路。Cc对环路进行密勒补偿，整个环路的主极点在图4中的Vin处，次级点在Vo处。由于A1A2的输入管为NPN，其gm比MOS管的gm大许多，由密勒效应带来的右半平面零点在高频处，对环路稳定性的影响可忽略不计。该输出Vo再经过一次N源随器和一次P源随器的电平移位，得到最终输出电压REF2。

3 电路仿真结果

该电路采用0.5μm BCD工艺设计，基准源电路输出电压随温度变化曲线如图5所示。仿真结果表明，在-55～125℃的温度范围内带隙基准输出电压的温度系数为28.76ppm/℃。基准源电路PSRR随频率变化曲线如图6所示，在低频的工作环境下电路的PSRR为-101.2dB。基准源电路输出电压随输入电压变化曲线如图7所示，在电源电压从3V变化到10V的整个电压范围内，输出基准电压变化了58μV,线性调整率为 8.3μV/V。

图5 带隙基准输出基准电压随温度的变化

图6 带隙基准PSRR仿真结果

图7 带隙基准线性调整率曲线

表1为上述设计中的具有低线性调整率的带隙基准与参考文献[3]、[7]中所设计电路的参数对比，对比结果表明上述设计的具有低线性调整率的带隙基准源电路，具有在更大的电压变化范围内实现更低的线性调整率的优点。

表1 电路参数对比

4 结束语

通过设计一种带有预调制结构和两级放大的电路结构，实现了低线性调整率带隙基准电路。从仿真结果来看，在0.5μmBCD工艺下，该电路的温漂系数为28.76ppm/℃，直流输出约为1.2V，在低频工作环境下PSRR为-101.2dB，线性调整率为8.3μV/V，设计指标满足需在较大电压范围内工作的电路结构，如同步降压型稳压器等的应用要求[8]。

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[8] Sun Yueming,Zhao Menglian,Wu Xiaobo,et al.Design of a Bandgap Reference with a Wide Supply Voltage Range[J].Journalof Semiconductors,2008,29(8)：1529-1534.

Design of a Bandgap Reference Circuit with Low Linear Regulation

Dai Jingyao,Zhao Hongliang
（School of Physics,Liaoning University,Shenyang 110036,China）

On the basis of the traditional bandgap reference circuit，a bandgap reference circuit with a low linear regulation is presented.The pre-modulation circuit instead of traditional startup circuit,and a two stage amplifier structure with high gain in the core circuit,are used to achieve normal operation in a wide range of power supply.Meanwhile，in order to further improve the stability of the circuit,the negative feedback loop structure and the Miller compensation technique are used.The circuit is designed in 0.5μm BCD technology.The testing schemes are shown that at the temperature range of-55～125℃,the bandgap voltage reference gets a TC of 28.76ppm,while the PSRR of the bandgap reference circuit reaches-101.2dB.A linear regulation of less than 8.3μV/V,within supply voltage range of 3～10V.The proposed bandgap reference circuit with low linear regulation applies to the systems with a large supply range such as synchronous rectification buck converter.

Bandgap reference,BCD process,Low linear regulation,Pre-modulation，Two-stage amplifier,Negative feedback loop

10.3969/j.issn.1002-2279.2017.06.009

B

1002-2279-（2017）06-0037-05

戴靖遥(1992-)，女，吉林省长春市人，硕士研究生，主研方向：集成电路设计。通讯作者：赵宏亮(1982-)，男，辽宁省沈阳市人，副教授，主研方向：集成电路设计。

2017-12-11