10 kVMW级电力电子变压器设计方案

刘欣和，吴金龙，辛德锋，冯宇鹏，王先为，姚为正

(1. 西安许继电力电子技术有限公司，陕西 西安 710075； 2.许继集团有限公司，河南 许昌 461000)



10 kVMW级电力电子变压器设计方案

刘欣和1，吴金龙1，辛德锋1，冯宇鹏1，王先为1，姚为正2

(1. 西安许继电力电子技术有限公司，陕西 西安 710075； 2.许继集团有限公司，河南 许昌 461000)

电力电子变压器(PET)在具有传统变压器变压和隔离等基本功能的同时，还具备功率灵活可控和可进行无功补偿等优势。通过对电力电子变压器拓扑结构和功能的分析，针对中低压交直流混合智能配电网领域，提出了一种10 kVMW级的电力电子变压器的设计方案，其中高压侧AC/DC变换器采用MMC换流器，DC/DC变换器由输入串联输出并联的LLC谐振型双向全桥DC/DC变换模块组成；给出了AC/DC和DC/DC变换器中主要元器件的设计，结合应用场景设计了PET的运行模式以及各部分的基本控制策略。所提出的设计方案可实现中压交流、中压直流、低压直流以及低压交流的多级变压、网络互联以及能量的多向流动，实用性强，在中低压交直流配电网中具有一定典型性，对工程设计有重要指导意义。

电力电子变压器；模块化多电平换流器；交直流混合配电网；设计方案

0 引 言

配电变压器是配电网中最重要、最普遍的一类设备，其作用一般是将6～35 kV的配电电压降至400 V左右输出给用户，实现变压、隔离和能量传递等功能。目前传统配电变压器具有可靠性强、价格低廉等优点，但也存在以下缺点：(1) 功能单一，可控性差；(2) 体积、重量大；(3) 变压器油泄漏造成环境污染；(4)铁芯饱和或变压器过载时会产生谐波，投入电网时还会造成较大的励磁涌流，无法有效隔离两侧扰动和故障等。基于上述原因，并且随着大功率电力电子技术的发展，电力电子变压器(Power Electronic Transformer，PET)的概念受到了业界的关注[1-4]。与此同时，直流供电技术也伴随着电力电子技术的革新得到了一定的发展，在现有的交流配电网基础上建设交直流混合配电网是未来智能配电网的发展趋势，这也给电力电子变压器提供了广阔的应用空间。

电力电子变压器(有些学者也称之为固态变压器(Solid-State Transformer，SST)或智能通用变压器(Intelligent Universal Transformer，IUT)是由电力电子换流器和高频变压器组成的新型智能化电气设备，除去具有传统变压器的电压等级变换和电气隔离等基本功能之外，还具有高度的可控性，可实现潮流控制、无功补偿、谐波治理、频率变换、交直流变换、可再生能源接入等能量管控功能。自1970年美国通用电气公司首次提出了基于AC-AC变换电路的电力电子变压器[5]以来，国内外多个研究机构对PET开展了研究工作[6-8]，其中最典型的拓扑结构为AC-DC-AC型变压器拓扑，如图1所示：变压器的高压侧通过电力电子电路将工频信号变换为高直流电压，通过中间带高频隔离变压器的DC/DC变换器变换为低直流电压，以供低压侧逆变器使用。

综合目前文献中报道的中高压配电网用PET，为了满足高压大功率的应用需求，比较好的做法是高压侧AC/DC采用级联型H桥或模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter，MMC)，通过模块化串并联技术，使电压等级和容量提升到较高水平。与采用级联型H桥的方案相比，采用MMC拓扑时有以下几方面的优势：(1)所需的直流DC/DC变换器和高频变压器更少；(2)输出电压质量高、功率灵活可控；(3)直流侧可直接输出直流电压等[9]。因此基于MMC的PET必将在未来的中低压交直流混联智能配电网领域发挥重要作用。

图1 AC-DC-AC型电力电子变压器拓扑结构Fig.1 AC-DC-AC PET type topology

本文从PET拓扑入手，提出了一个典型的针对中低压交直流混合配电网用的10 kV电压等级、MW级容量的PET设计方案，给出了PET中主要组成部分的参数设计和控制策略。仿真结果表明，本设计方案是可行的，且具有工程设计指导作用。

1 PET拓扑结构设计

为了使PET在中低压交直流混合配电网中具有更好的适应性，并兼具灵活可控与成本的优势，本文所设计的PET主结构为AC/DC-DC/DC-(DC/AC)，如图2所示。高压侧AC/DC变换器采用MMC换流器，同时在MMC直流端配置了接口，可直接接入中压直流配电网。MMC共有3个相单元，每个相单元由1个上桥臂和1个下桥臂构成，每个桥臂由N个子模块(sub-module，SM)和1个桥臂电抗器串联而成。桥臂中子模块可采用半桥式或全桥式等拓扑或多种拓扑子模块混合组成。由于存在直流侧接入中压直流配电网的情况，为使装置具有应对直流侧故障的能力，本方案中桥臂子模块全部采用全桥式拓扑结构。

DC/DC变换器[10-12]的主要作用包括直流电压的高低压变换、电气隔离和能量双向流动等。由于变换器的电压较高、功率较大，因此采用若干LLC谐振型DC/DC变换模块输入串联输出并联(input-series output-parallel, ISOP)组成，可实现能量双向流动时开关器件的零电压开关(ZVS)和准零电流开关(ZCS)。直流低压侧配置接口，可直接作为直流电源为直流负载供电，也可连接光伏等分布式电源或低压直流配电微网等。

低压侧DC/AC三相逆变器为选配装置，可将低压直流电压逆变为三相交流电压为交流负载供电。

图2 PET拓扑结构Fig.2 PET topology

本PET在交直流混合配电网中的接入效果如图3所示。PET的交流高压侧端口与10 kV交流母线相连接，直流高压侧端口可接入中压直流配电网，直流低压侧端口可接入低压直流配电微网或直接对负载供电，交流低压侧端口可接入低压交流配电网。通过该PET可实现中压交流、中压直流、低压直流以及低压交流的多级变压、网络互联以及能量的多向灵活流动，实用性强。

图3 PET在交直流混合配电网中的接入示例Fig.3 PET using sample in ac-dc hybrid distribution network

2 主要参数设计

2.1 系统参数

本文所设计的PET是面向中低压交直流混合配电网应用领域的典型MW级PET，综合交流系统电压、系统容量和应用需求、经济性等因素，并为了使方案具有典型性和广泛适用性，系统主要参数设计见表1所示。

表1 . 系统参数

2.2 高压侧AC/DC

2.2.1 空载调制度核算

高压侧AC/DC采用MMC换流器。为了避免MMC在正常功率范围内出现控制器饱和，交直流侧电压的设计必须满足一定的要求，工程设计时一般将换流器的空载调制度设计在0.8～0.86之间。根据表1参数计算得到的空载调制度为0.816 4，满足功率控制的需求，且具备一定的裕量。

2.2.2 桥臂电抗器设计

MMC中，桥臂电抗器连接换流器输出电压和电网电压，是实现系统功率交换的衔接设备。除此之外，它还有抑制桥臂故障电流上升率的、抑制相间环流、抑制换流器交流入网谐波等作用。设计桥臂电抗器主要考虑的因素是四象限运行限制，除此之外还需要在完成系统设计后对交流电流纹波和故障电流上升率等进行校核。

根据桥臂电抗器在交流等效阻抗中所占比例(一般取20%)可得到桥臂电抗设计初值：

(1)

式中：Em为阀侧相电压峰值；Larm_s为桥臂电抗占交流短路阻抗比；In_peak为系统额定功率对应的阀侧峰值电流。

根据式(1)求得的电抗器值为50.9 mH，将其调整为50 mH。核算该值对应的额定有功同时50%感性无功运行工况下换流器调制度为0.860 3，满足运行需求。

2.2.3 换流阀设计

换流阀是实现交直流变换的核心设备。换流阀中的主要参数有：子模块个数、模块电容参数和模块中的开关器件型号等。

(1)子模块个数设计：单个桥臂的子模块个数由子模块电压和总直流电压决定，需要结合实际IGBT规格考虑。另外，为了提高系统可靠性，需要具有一定的冗余度。记Udc为MMC正负直流母线电压差，Usm是子模块额定工作直流电压，kr是冗余系数，子模块个数可由式(2)计算得到：

(2)

结合实际IGBT规格并考虑成本因素，选取1 700 V/150 A的IGBT进行设计。子模块直流电压设计为850 V，考虑10%的冗余时单桥臂模块个数为26个。

(2)换流阀电容容值的设计：

子模块电容是MMC能量流动的载体，在为换流器运行提供稳定直流电压的同时，模块电容电压也随着电流的充放电作用而波动。另外，模块电容在直流短路故障时提供放电电流，加剧故障电流上升速度。同时，模块电容也是影响MMC成本和体积等方面的重要因素之一。因此电容的设计将直接影响MMC的性能与经济性。

子模块电容设计时主要考虑因素是子模块稳态电压波动限制，为保证换流器的稳定运行，子模块电容电压波动量必须限制在一定范围内。根据子模块电容容值、子模块电压与波动率、换流器功率、调制度和功率因数等因素之间的数学关系[13]，可以计算得到子模块电容容值的设计初值：

(3)

式中：n为子模块数；ξ为电容电压波动率，一般取10%；Usm为子模块电容电压；Ps指换流器视在功率；k为电压调制度；cosφ为换流器功率因数。

额定运行时，换流器的视在功率计算为1.25 MVA，功率因数计算为0.995 3，调制度计算为0.820 4，电压波动率取±10%，计算得电容容值为0.723 4 mF,将其调整为1 mF，此时子模块电压波动在额定有功输出时为±7.234%。

2.2.4 交流软启电阻设计

交流软启电阻可限制交流充电初期的子模块充电电流，保证设备的安全。软启电阻的阻值和功率决定着电阻的体积、成本和可靠性等，阻值越大则电阻丝越细，因此大功率电阻的阻值不建议过大。软启电阻阻值可根据软启初始冲击功率和交流电压计算得到：

(4)

式中：Uline是交流线电压有效值；Pdc是系统额定功率；klimit是初始冲击最大功率所占额定功率的比例限值。电阻消耗的最大瞬时功率按照5%额定有功功率计算，即62.5 kW，推算阻值为1.6 kΩ，调整为2 kΩ。

2.3 DC/DC变换器

隔离级DC/DC变换器由M个LLC谐振型双有源桥变换模块(Dual active bridge resonant converter，DAB)输入串联输出并联组成。单个DAB拓扑如图4所示，其中IGBT模块Q1～Q4构成H桥M1，Q5～Q8构成H桥M2，Lr1和Cr1构成原边LC谐振网络，Lr2和Cr2组成变压器副边LC谐振网络，采用高频隔离变压器TR进行电压变换和电气隔离，Lm为变压器的励磁电感。

图4 LLC谐振型DAB拓扑Fig.4 Topology of LLC resonant DAB

下面以正向工作(能量从Ui流向Uo)为例对DAB的工作原理进行说明，反向工作时的电路结构和工作过程与正向完全相同。控制方面，变压器同名端H桥驱动脉冲完全一致，均工作在占空比50%的开环控制模式下。

变换器正向工作稳定运行波形如图5所示，其中，Ugs为IGBT模块Q1～Q4的驱动波形，Us为IGBT模块Q1～Q4两端的电压波形，iD为通过D5～D8的电流波形。一个开关周期可分为10个工作过程，前半周期和后半周期的5个工作过程完全相同。为了使分析更清楚，图5中将原边电流分为励磁电感电流iLm(无功)、Lr1与Cr1的串联谐振电流i1(有功)两部分，还将输出电压等效为一个恒定电压源,另外桥臂的死区时间也被放大。具体过程说明如下：

(1)t0时刻，Q1、Q4、Q5、Q8同时开通，Q1和Q4开通之前由于im的通过二级管D1和D4续流，所以Q1和Q4零电压开通，Q1和Q4开通之后，通过Lr1和Cr1的谐振电流i1逐渐增大，通过Lm的励磁电流逐渐减小，直到t1时刻。

(2)t1时刻，谐振电流i1和励磁电流iLm相等，此时通过低压侧D5和D8的电流为零，随后Lr2和Cr2参与谐振，通过D5和D8的电流按照正弦半波逐渐增大然后减小，至t2时刻通过D5和D8的电流为零。

(3)t2时刻，Lr2和Cr2退出谐振，t2至t3时刻，i1逐渐减小到零，iLm逐渐增大到反向最大值。

(4)t3时刻，Q1和Q4关断，iLm通过D2和D3续流，IGBT模块Q2和Q3等效结电容上的电压逐步减小，IGBT模块Q1和Q4等效结电容上的电压逐步增加。

(5)t4时刻，IGBT模块Q2和Q3等效结电容上的电压为零，为Q2和Q3零电压开通做好准备，至t5时刻，Q2和Q3开通。

图5 LLC型DAB工作波形图Fig.5 Operation waveforms of LLC resonant DAB

DAB设计的核心是谐振网络的设计，为了保持变换器双向运行增益特性的一致性，一方面，设计谐振网络的参数Lr1=n2·Lr2、Cr2=n2·Cr1。，另一方面设计变压器原边Lr1Cr1谐振与变压器副边Lr2Cr2谐振具有相同的谐振频率，即fr1=fr2：

(5)

DAB一般工作在谐振频率点附近，此时变换器具有较高的效率，传输能量的电流波形也近似正弦，可用基波分量法进行分析和设计[14]，即假设只有开关频率的基波分量才能传输能量，从而将变换器等效为一个线性网络来分析。等效电路如图6所示，Req为额定负载等效电阻[15]：

(6)

图6 LLC型DAB等效电路Fig.6 Equivalent circuit of LLC resonant DAB

由图6可得到谐振网络的增益为

(7)

式中：Q为品质因数；λ为电感比；kf为开关频率与谐振频率之比：

(8)

(9)

kf=fs/fr

(10)

当kf=1时，电路的工作频率为Lr1Cr1和Lr2Cr2的谐振频率，变换器的增益为1/n。

假定n=1，图7给出了固定Q=1时增益M与λ、kf的变化关系，图8给出了固定λ=0.1时增益M与Q、kf的变化关系。从图7可以看出，λ越小，在谐振点附近增益就越平滑。为了使变换器增益在谐振点附近的频率敏感度降低，应将λ设计的越小越好。较小的谐振电感有利于磁集成技术的应用，还可提高功率密度，但是考虑到谐振电感可通过变压器漏感实现，而过小的漏感不利于高频变压器的设计，因此λ的设计也不宜过小。从图8可以看出，Q在0.25附近时变换器在谐振频率附近的增益最平滑。

图7 增益M与λ、kf的关系图Fig.7 DC gain M versus λ and kf

图8 增益M与Q、kf的关系图Fig.8 DC gain M versus Q and kf

结合上述分析，DC/DC变换器的主要参数设计如下：

(1)为了减少高频变压器的数量，DAB中IGBT选用3 300 V规格器件，每个功率单元额定电压设计为2 000 V，变换器的级数M为20 kV/2 000 V=10个；

(2)高压侧分压电容与MMC相单元并联，按照前一节MMC电容相同的设计方法进行设计，容值为0.5 mF；低压侧电容主要考虑电压纹波的要求，在一个高频开关周期中流过额定电流导致电容电压的波动小于2%，计算并经过调整后得到低压侧电容为2.6 mF。

(3)高频隔离变压器的工作频率设计为5 kHz，变比n=2 000 V∶700 V=2.86∶1；

(4)取kf=1，Q=0.25，λ=0.05，根据式(5)～(10)，计算得到Cr1=5 uF，Lr1=203 uH，Lm=4.06 mH，Cr2=40.8 uF，Lr2=24.87 uH。

2.4 低压侧DC/AC

低压侧逆变器为选配装置，其作用是将低压直流电压逆变为三相交流电压以供负载使用，可以根据用户的实际需求灵活设计。由于该电压等级和容量的逆变器是电力市场中的成熟产品，且不属于本文讨论重点，因此不给出具体的设计方法和结果。

3 控制策略设计

3.1 工作模式设计

本PET提供交流高压侧接口、交流低压侧接口、直流高压侧接口和直流低压侧接口，可分别接入中低压交流、中低压直流系统中。结合具体应用场景，设计PET主要工作模式如下：

(1)直流稳压模式：MMC工作在直流电压控制模式，负责稳定直流高压侧电压，进而配合DC/DC为中低压直流负载或中低压直流配电网供电。该模式下，需要确保所接入的中低压直流配电网中，本PET是唯一的直流电源提供者。

(2)功率调度模式：直流高压侧接入中压直流配网直接稳定直流电压，或直流低压侧接入低压直流配网通过DC/DC反向工作稳定直流电压；MMC工作在功率控制模式，精确控制交直流系统间的功率流动。

(3)交流稳压模式：当PET高压侧的交流系统处于孤岛状态时，可通过PET对孤岛网络进行供电。此时，直流高压侧可接入中压直流配网直接稳定直流电压，或直流低压侧接入低压直流配网通过DC/DC反向工作稳定直流电压；MMC工作在交流电压控制模式，为孤岛网络提供稳定的交流电压。

3.2 MMC控制

根据上述三种PET工作模式，MMC换流器需实现直流电压控制、交流电压控制和有功功率控制三种功能。另外，在控制直流电压或有功功率的同时换流器还可以根据交流电网的情况配合输出一定的无功功率。MMC整体控制结构如图9所示。

图9 MMC控制结构Fig.9 MMC control structure

MMC的控制系统采用基于dq同步旋转坐标系的双环控制结构进行设计。控制外环包括直流电压、有功功率和交流电压相关的控制器，内环为阀侧电流内环，该控制结构具有快速的响应能力和内在的限流能力。

MMC控制器首先依据PET的运行模式指定具体的外环控制器和控制参考值，然后经过有功类和无功类外环控制器的计算，得到电流内环dq分量的参考值，最终经过调制后，实现对各个外环控制目标的闭环控制。另外，MMC运行期间各相单元电压不完全一致会在MMC内部引起相间桥臂环流。为了减少环流产生的额外损耗，需设计环流抑制控制器[16]。

调制方面，MMC常用的调制方法有最近电平调制法(NLM)和载波移相法，考虑到本方案桥臂子模块个数大于20，可选用更适用多子模块数的最近电平调制法，并配合开关频率优化的子模块均压控制，可在降低开关频率的同时保证子模块电压的均衡。

3.3 DC/DC变换器控制

根据PET运行模式设计情况，DC/DC变换器在不同的运行模式下所承担的具体功能是相似的：经过高直流电压和低直流电压的固定变比的变换，进而实现为低压直流配电网供电(在直流稳压模式下)或为高压直流侧供电(在功率调度模式或交流稳压模式下)。

因此，变换器采用具有高稳定性的定频、定占空比50%的开环控制方式即可实现控制目标，驱动脉冲的频率为谐振频率5 kHz。在谐振频率附近变换器等效内阻很小，因此输出电压的误差也非常小。本案采用的ISOP的连接方式可以实现高低两侧电容电压的自动均衡，不需要额外的均压控制。

3.4 低压侧逆变器控制

不论PET工作在何种模式下，低压侧逆变器均可工作于交流电压控制模式直接为交流负载供电，或工作在有功功率控制模式下精确控制低压交流配电网与直流配电网间的潮流，具体控制细节不再赘述。

4 仿真结果

为了验证本文所提设计方案的正确性和有效性，在Matlab/Simulink仿真平台上搭建了10 kV/1.25 MW的PET模型，系统各部件参数与控制策略如前文设计所述。

图10给出了PET工作在直流稳压模式下的仿真运行情况，PET直流低压侧在0.5 s时刻开始逐步投入负载，至0.7 s时刻达到额定。负载投入时由于直接对直流低压侧电容放电而导致PET直流电压有小幅的下落，但在MMC换流器和DC/DC变换器的控制下快速回到额定值。

图11给出了PET工作在功率调度模式模式下的仿真运行情况，其中，PET直流低压侧接入低压直流配电微网，通过DC/DC稳定PET直流电压。MMC工作在功率控制模式下，在0.5 s时刻功率参考值由0阶跃至正向额定，在1 s时刻又阶跃至反向额定，功率响应动态性能好，稳态精度高。

图12是PET在交流稳压模式下的仿真情况。中压交流系统处于孤岛状态，0.2～0.5 s时刻间MMC在交流电压控制模式下逐步建立交流电压，随后在0.5 s时刻孤岛网络投入了额定负载，实现了由直流配电网向交流系统的反向供电。

由仿真结果可以看出，PET在直流稳压模式、功率调度模式和交流稳压模式下均能较好的实现设计目标，可实现交流电网和直流电网间的变压和功率调度等功能，设计方案具有可行性。

图10 PET直流稳压模式运行情况Fig.10 Simulition result of dc voltage control mode

图11 PET功率调度模式运行情况Fig.11 Simulition result of power control mode

图12 PET交流稳压模式运行情况Fig.12 Simulition result of ac voltage control mode

5 结 论

对于AC/DC-DC/DC-DC/AC型主结构的PET，高压侧AC/DC变换器采用MMC拓扑时，具备功率控制灵活、无功功率补偿和输出谐波小等优势，其直流侧还可直接输出直流电压，能实现交流电压高压、直流电压高压、直流电压低压和交流电压低压之间的变换和网络互联，非常适合应用于未来交直流混合智能配电网的建设。本文针对中低压交直流混合配电网领域，设计了PET的拓扑结构，并给出了PET接入交直流混合配电网的示范应用场景。进一步的，选取了典型系统参数详细设计了PET各个组成部分。本文根据MMC的控制能力和PET的应用场景，设计了PET的运行模式和各部分的具体控制策略。仿真结果表明，本设计方案具备正确性和可行性，可实现交直流电网间的变换、互联和供电，功能强大，可满足交直流混合配电网用变压器的使用需求，具备工程设计指导价值。

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Design Scheme for 10 kVMW Level Power Electronic Transformer

LIU Xinhe1, WU Jinlong1, XIN Defeng1, FENG Yupeng1, WANG Xianwei1, YAO Weizheng2

(1. Xi’an XJ Power Electronics Technology Corporation, Xi’an 710075, China; 2. Xuji Group Corporation, Xuchang 461000, China)

The power electronic transformer (PET) has the basic functions of voltage transformation and isolation as traditional transformers, besides it enjoys the advantages of highly flexible power control and reactive power compensation and so on. Based on the analysis of the PET topology and functions, a new design scheme of 10 kVmw level PET oriented to medium and low-voltage ac-dc hybrid smart distribution grid is proposed. The MMC converter is used as AC/DC converter at high-voltage side, and the DC/DC converter consists of input-series output-parallel (ISOP) LLC resonant full-bridge DC/DC converters modules. The proposed design scheme includes the design of the main components of AC/DC converter and DC/DC converter, and also contains the operational mode of PET by using application scenarios and basic control strategies for various components. Multilevel voltage transformation of medium voltage AC, medium voltage DC, low voltage DC and low voltage AC can be realized in the proposed design scheme, what’s more, network interconnection and multidirectional flows of energy become possible. The proposed design scheme has some typical characteristics in the medium and low-voltage ac-dc hybrid smart distribution grid, which has important guiding significance to engineering design.

power electronic transformer; modular multilevel converter; ac-dc hybrid distribution network; design scheme

10.3969/j.ISSN.1007-2691.2017.03.09

2016-07-18.

国家电网公司科技项目(SGAH0000KJJS201600091).

TM721

A

1007-2691(2017)03-0059-08

刘欣和(1985-)，男，工程师，主要从事柔性直流输电技术、交直流混合配电网、电力电子变压器等技术研究；吴金龙(1981-)，男，工程师，从事新能源并网控制、电机驱动控制、柔性输电技术研究；辛德锋(1987-)，男，工程师，研究方向为高压双向DC/DC变换器、光伏并网逆变器；冯宇鹏(1987-)，男，工程师，研究方向高压STATCOM、电力电子变压器,；王先为(1985-)，男，工程师，从事柔性输电技术研究；姚为正(1967-)，男，教授级高工，从事新能源并网发电、电能质量、柔性输电技术研究。