多级超导脉冲变压器的协调放电模式分析

李海涛， 张存山， 李震梅， 邹国峰， 高明亮， 胡元潮

(山东理工大学 电气与电子工程学院，山东 淄博 255000)

多级超导脉冲变压器的协调放电模式分析

李海涛， 张存山， 李震梅， 邹国峰， 高明亮， 胡元潮

(山东理工大学 电气与电子工程学院，山东 淄博 255000)

为了探索多级超导电感储能的脉冲功率技术，设计两种基于多级超导脉冲变压器的XRAM结构的脉冲电源模式，并对其协调放电特性进行分析和仿真研究。首先介绍单级的基于超导脉冲变压器和电容器混合储能的脉冲电源电路及其工作原理。然后结合XRAM电路的结构特点，设计两种XRAM结构的脉冲电源模式，分析这两种脉冲电源模式各自的特点，仿真研究其不同的协调放电方式。最后选择负载电流脉冲的幅值、半高宽、矩形面积比和能量传递效率等四个性能为指标，分析两种脉冲电源模式的输出特性。结果表明：多级超导脉冲变压器可以采用XRAM电路结构，在多级同步放电的模式下负载电流脉冲在幅值、半高宽和能量传递效率等性能方面要优于非同步放电模式。

脉冲功率电源；脉冲成形电路；电感储能；超导变压器；电流脉冲

0 引 言

脉冲功率技术是当前高新技术领域的重要组成部分，在轨道电磁炮等新概念武器和飞机电磁弹射等运载工具方面具有极大的发展潜力。目前，脉冲电源最常用的储能方式主要为电容储能和电感储能。电容储能充放电速度快，控制简单，但储能密度相对较低。电感储能密度较高，而电感存在的主要问题是充放电效率低，放电过程中断路开关两端产生高电压，对断路开关功率要求非常高[1-3]。

随着超导电感的出现，其零电阻特性提高了充放电效率，并能够利用超导开关闭环运行来长期储能。文献[4]中研究了基于超导电感的XRAM模式，不过，断路开关问题仍未解决。文献[5]研究了一种利用低温超导脉冲变压器实现储能和脉冲放大的模式，它利用超导脉冲变压器原边绕组电感储能，通过触发原边绕组电感失超，产生失超电阻，使副边绕组电感产生大电流脉冲。这种模式消除了断路开关的问题；但超导电感失超后的电阻值有限，能量传输效率太低，且低温超导装置的运行成本也较高，这些因素限制了该模式的发展。随着高温超导材料的发展，高温超导设备运行成本相对较低，基于高温超导脉冲变压器的脉冲电源展现了较大应用潜力。不过，高温超导带材的失超传播速度较低，无法使用文献[5]的放电方式。

当前出现的具有较大应用潜力的电感储能脉冲电源模式主要有3种[6-9]，分别为德法ISL实验室提出的基于ICCOS原理的改进型XRAM模式、美国IAT提出的STRETCH meat-grinder模式和我国清华大学基于上述2种模式提出的基于ICCOS原理的STRETCH meat-grinder模式。在前期的研究工作中，本课题组以美国IAT提出的STRETCH meat-grinder模式为基础，对高温超导脉冲变压器和电容器混合储能脉冲电源模式进行了研究[10-13]。该模块中，不仅可以实现电流的有效放大，而且可以利用电容器来限制断路开关的关断电压。为了进一步探索输出电流脉冲的高幅值和宽脉宽实现方法，本文将超导脉冲变压器模块化，并结合XRAM电路结构的优点[7,14]，设计了2种基于模块化超导脉冲变压器的XRAM脉冲电源模式，并以两级超导脉冲变压器为例进行了模块化脉冲电源的协调放电模式研究。

1 单级电源电路及工作原理

单级超导脉冲变压器和电容器混合储能脉冲电源拓扑如图1所示。VD1为直流电压源，K1为电源开关，C1电容器，D1、D2和D3为二极管，S1为晶闸管， Load为负载，Ls1和Lc1分别为超导脉冲变压器的原、副边绕组电感。其中：Ls1为电感值较大的超导电感，用于储能；Lc1为电感值较小的常导电感，用于感应电流脉冲。

图1 单级脉冲电源拓扑Fig.1 Topology of single-stage pulsed power supply

工作步骤如图2所示，具体描述为：

1)超导电感充电阶段。当开关K1闭合，直流电压源VD1开始对高温超导电感Ls1充电。二极管D3的设置使充电过程不受副边回路的影响，且超导电感Ls1在超导态电阻为零，充电过程的能量损耗非常小，对直流电压源的功率要求也较低，可实现长时间充电和储能。当电流达到预设电流值，充电过程结束，可设置电流在超导电感和电源中短暂续流，等待放电操作。

2)放电过程中电容充电阶段。开关K1断开，放电过程开始。二极管D1和晶闸管S1截止，超导电感Ls1中电流通过二极管D2给电容C1充电，直到电容电压达到最大值(或超导电感中的电流为零)，该阶段结束。同时，在互感的作用下，电感Lc1产生负载电流脉冲。该过程中电容电压的大小由电容值和变压器原边漏电感的储能共同决定。

3)放电过程中电容放电阶段。电容电压达到最大值后，触发晶闸管S1导通，电容C1开始对超导电感Ls1反向充电，电感Lc1中的负载电流脉冲在互感作用下进一步增大。该过程中，不仅可以将电容获得的漏感能量反馈给电感Ls1，提高了系统能量传递效率，还可通过延时触发S1导通来调节负载电流脉冲的波形。

图2 单级电源工作步骤示意图Fig.2 Working principle of single-stage pulsed power supply

4)放电过程中二极管续流阶段。当超导电感Ls1中的电流达到反向最大，此时电容电压为零，超导电感Ls1中的电流开始通过D1和S1续流。当Ls1的续流电流减小到零，因为电感Lc1对负载的放电，又会使Ls1感应较小的反向电压迫使S1关断。

2 多级脉冲电源电路

为实现电磁发射系统需求的几百kA甚至MA级电流脉冲，脉冲电源需要多级并联放电。结合XRAM的电感串联充电并联放电模式，本文设计的基于多级超导脉冲变压器的XRAM结构的脉冲电源模式主要有两种，为非同步放电模式和同步放电模式。下面分别对这两种模式进行说明。

2.1 非同步放电模式电路

基于两级超导脉冲变压器的非同步放电模式的脉冲电源电路结构如图3所示。该模式中每级具有独立的放电回路。

图3 两级脉冲电源的非同步放电模式Fig.3 Topology of two-stage pulsed power supply with asynchronous discharging mode

当开关K1和K2闭合，直流电源对超导电感Ls1和Ls2串联充电。当两级的超导电感Ls1和Ls2串联充电结束，将开关K1、K2断开，超导电感Ls1和Ls2分别对的电容C1和C2同步地放电。由于各级的电路参数选择相同，电容C1和C2将同时完成充电。然后对S1和S2选择不同的触发时间，使各级的电容对各自模块的超导电感实现非同步反馈放电。

2.2 同步放电模式电路

基于两级超导脉冲变压器的脉冲电源同步放电模式如图4所示。该模式不仅可以实现串联充电和并联放电，而且两级超导脉冲变压器原边共用一组电容器和放电续流回路，使系统得到简化。当开关K1和K2闭合，Kc11、Kc12、Kc21和Kc22断开，直流电源对超导电感Ls1和Ls2串联充电。当电流达到预充电流值，闭合Kc11、Kc12、Kc21和Kc22，若此时直流电源关闭，超导脉冲变压器原边并联回路可构成续流回路，如图5所示。当开关K1和K2断开，两级超导脉冲变压器开始并联同步放电，过程与单级脉冲电源放电过程相同。

图4 两级脉冲电源的同步放电模式Fig.4 Topology of two-stage pulsed power supply with synchronous discharge mode

图5 同步放电模式中的储能续流阶段Fig.5 Current freewheeling in energy storage stage

与非同步放电模式相比，同步模式的电路结构相对比较简单，还可以实现电流在放电前短暂续流，尤其是对于较多模块构成的XRAM结构时的优势更明显；但是原理上，非同步模式既可以实现同步放电(当S1和S2同步触发时)，又可以实现非同步放电，可以更好地对输出的脉冲进行调节。

3 多级脉冲电源放电仿真分析

3.1 电路参数选择

在模块化的脉冲电源设计时，保持每级的参数都相同。为了能体现超导储能的优势，又便于以后的实验验证，选择超导电感Ls1=Ls2=13 mH，副边电感Lc1=Lc2=10 μH，两组超导脉冲变压器的耦合系数都为0.9，负载用1.5 mΩ的电阻代替。非同步放电模式中的两个电容器参数均选择为51 μF，在同步放电模式中电容器参数选择为102 μF，以获得相同的原边振荡频率。由于只对放电模式开展研究，超导脉冲变压器的副边电感和各种开关都做理想化假设，即认为内阻都为零，以及假设开关的导通和关断无延时。

直流电压源电压选择为12 V，假设超导电感的临界电流大于500 A，计算可得每个模块的储能为1.625 kJ，两级脉冲电源系统的总储能为3.25 kJ。两根带材并联绕制的高温超导脉冲变压器在20 K温度下能够较容易实现该电流值。

3.2 非同步放电模式仿真

由于图3非同步放电模式中，各级的放电回路都是独立的，超导电感Ls1和Ls2分别对各级的电容C1和C2放电后，晶闸管S1和S2可选择不同的触发时间。为了使负载电流脉冲有较高的幅值，选择第一级中的晶闸管S1的触发时间无延时，即电容C1的电压达到最大值(或超导电感Ls1的正向电流为零)时，立即触发S1导通。

假设超导电感的储能电流已预充至500 A，在t0=0时刻断开K1和K2。第二级中晶闸管S2的触发时刻如表1所示，其中uc1和iLs1分别为电容C1的电压和超导电感Ls1的电流，Vcmax为C1电压的最大值，负载电流脉冲波形的仿真结果如图6所示。

表1 非同步放电模式中晶闸管S2的触发时间

由仿真结果可以看出，在t1时刻触发晶闸管S2时两级模块无延时放电(同步放电)，产生的电流脉冲峰值最大，为42.08 kA。随着S2触发时间的延迟(非同步放电)，在t1～t3区间的触发时间内脉冲峰值逐步减小，脉冲半高宽逐步增大；在t4～t6区间脉冲峰值保持不变，其主要由第二级超导脉冲变压器在t0到t1时刻内产生的脉冲和第一级产生的脉冲叠加而成，触发时刻在t5以后产生的电流脉冲波形不理想。

图6 非同步放电模式的负载电流脉冲波形Fig.6 Load current pulse with asynchronous discharge

3.3 同步放电模式仿真

由于图4同步放电模式中各级超导脉冲变压器的原边共用一组电容器和放电续流回路，各级模块的超导电感向电容器放电和电容器向各级模块的超导电感反向放电过程都是同步的，与单级脉冲电源的放电过程基本相同，；因此，在该模式的仿真中，本文只考虑晶闸管S1在不同触发时间下(或电容器延时向超导电感反向放电情况下)副边电感产生的负载脉冲电流的特性。

保持每级的电路参数不变，同样假设超导电感电流已预充至500 A，在T0=0时刻断开K1和K2，放电过程开始。经过T1时刻，各级超导电感对脉冲电容C1充电结束，而通过仿真可知T1=0.65 ms。保持其他参数不变，取晶闸管S1的触发时间T1、T2、T3、T4、T5、T6与表1所示S2的触发时间相同，负载电流脉冲波形仿真结果如图7所示。

图7 同步放电模式的负载电流脉冲波形Fig.7 Load current pulse with synchronous discharge

从仿真波形可以看出，无延时触发S1产生的电流脉冲幅值最大，为42.089 kA的单脉冲波形，延时触发S1产生的是双脉冲峰值波形，且随着触发时间的逐渐增大，脉冲的第一个峰值为30.7 kA保持不变，整个脉冲的半高宽逐渐增大，脉冲的第二个峰值和两个峰值之间的波谷数值都逐步减小。

4 仿真结果分析

参照电磁发射的应用要求和文献[15]的研究方法，从负载电流脉冲的幅值、半高宽、矩形面积比例和能量传递效率等4个参数来分析比较。矩形面积比例反映了脉冲电流的平顶度，其计算方法如图8所示。以负载电流脉冲的峰值为矩形的顶端，以脉冲半高宽处的上升沿和下降沿对应时间作矩形的2个垂直边，计算方波区域内电流脉冲的面积(如阴影部分)占矩形面积的比例。电磁发射系统对脉冲幅值和脉宽都有一定的要求，驱动负载最主要的部分可认为是该矩形区域的电流脉冲。定义能量传递效率为矩形内的电流脉冲传递给负载的能量占总储能的比例。2种放电模式输出的负载电流脉冲参数分别如表2和表3所示。

图8 矩形面积比例计算方法示意图Fig.8 Ratio of pulse area and rectangle areacalculation method schematic

触发时刻幅值/kA半高宽/ms矩形面积比/%能量传递效率/%t142.0871.29581.14572.309t239.2411.52781.72274.787t336.1611.72884.31276.514t435.2871.89783.00377.428t535.2872.17578.03778.878t635.2872.62872.41683.327

表3 同步放电模式放电波形性能分析

可以看出，2种模式随着触发时间的增大，输出负载电流脉冲的幅值都随之减小，半高宽和能量传递效率都随之增大。从能量传递效率来看，2种放电模式下都有10%以上的能量处于脉冲的非有效利用区域。非同步放电模式随着触发时刻的增大，矩形面积比例先增大后减小，并在t3附近达到最大，而同步放电模式随着触发时刻的增大，其矩形面积比例逐渐减小。整体上，非同步放电模式输出的负载电流脉冲的矩形面积比例要高于同步放电模式；不过，非同步放电模式输出的负载电流脉冲峰值、半高宽和能量传递效率都要小于同步放电模式。

5 结 论

本文将高温超导脉冲变压器模块化，并结合XRAM电路的结构优点，对基于超导脉冲变压器和电容器混合储能模式进行了改进，仿真研究了2种脉冲电源模式的协调放电模式。可得结论如下：

1)利用XRAM结构建立基于多级超导脉冲变压器的脉冲电源是可行的，能够实现超导脉冲变压器模块的串联充电储能和并联脉冲放电，有利于用较少的模式输出大电流脉冲。

2)非同步放电模式在放电波形调制上比较灵活。两级模块的晶闸管无延时触发时，产生的电流脉冲峰值最大。随着晶闸管触发时间的延时，脉冲幅值减小，半高宽和能量传递效率增大，而矩形面积比例先增大后减小。

3)同步放电模式无延时触发晶闸管时产生的电流脉冲为单脉冲波形，与非同步放电模式在无延时触发时产生的脉冲相同。在延时触发晶闸管后，产生的是双脉冲峰值波形，且随着延时时间的增加，半高宽和能量传递效率增大，而脉冲幅值和矩形面积比例减小。

4)从整体上看，同步放电模式在输出脉冲幅值、半高宽和能量传递效率等性能方面要优于非同步放电模式。2种放电模式产生的电流脉冲有10%以上的能量处于脉冲的非有效利用区域。研究快速回收或利用该部分的能量可作为下一步的工作。

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Collaborative discharging characteristics of multi-stage superconducting pulsed power transformers

LI Hai-tao， ZHANG Cun-shan， LI Zhen-mei， ZOU Guo-feng， GAO Ming-liang， HU Yuan-chao

(School of Electrical and Electronic Engineering,Shandong University of Technology,Zibo 255000,China)

To explore the multi-stage superconducting inductive pulsed power technology,two pulsed power supply modes based on multi-stage superconducting pulsed power transformers (SPPTs) were designed with XRAM method.Firstly,a single-stage pulsed power supply using a SPPT and a capacitor hybrid energy storage system were introduced.Then,two pulsed power supply modes based on two-stage SPPTs were designed with the XRAM method.According to the characteristics of the two modes,the discharging methods were analyzed and simulations were carried out.Finally,the output characteristics of the two modes were analyzed by four criterions.The four criterions are the value of the amplitude of load current,the duration at half of the peak value,the ratio of load current pulse area and its maximum rectangle area at the current level of half of the peak value,and the ratio of the energy consumed at the same current level and the total energy.The simulation result indicates that the two pulsed power supply modes are feasible.On the whole,the output performance of the synchronous discharging mode for multi-stage SPPTs with XRAM method is better than the asynchronous discharging mode except for the ratio of load current pulse area and its maximum rectangle area.

pulsed power supplies; pulse shaping circuits; inductive energy storage; superconducting transformers; current pulse

2015-12-04

国家自然科学基金(51407112)；山东省自然科学基金(ZR2016EEQ20)

李海涛(1984—)，男，博士，研究方向为超导储能脉冲功率技术； 张存山(1965—)，男，博士，教授，研究方向为特种电机与控制技术、电力电子技术； 李震梅(1965—)，女，教授，研究方向为脉冲功率与检测技术； 邹国峰(1984—)，男，博士，研究方向为信号检测与处理； 高明亮(1985—)，男，博士，研究方向为信号检测与处理； 胡元潮(1988—)，男，博士，研究方向为高电压与绝缘技术。

李海涛

10.15938/j.emc.2017.05.009

TM 833

A

1007-449X(2017)05-0066-07