一种多路和可调混合输出开关电源的设计

郑则炯，马炎坤

（1．广东轻工职业技术学院机电技术学院，广东广州 510300；2．广东轻工职业技术学院汽车技术学院，广东广州 510300）

1 引 言

如今，大家的日常工作和生活都离不开电器设备，而这些设备的寿命往往取决于电源的耐用性，电源如果不稳定、不可靠，还会给电器设备带来很大的安全隐患．传统的线性稳压电源因其体积大、效率低，跟不上现代电器设备快速发展的节奏[1]．

文中介绍一种多路和可调混合输出的反激式开关电源，该电源主要是为自由感应加热系统提供稳定可靠的电压．通过采用功率变换器实现电能变换，从而获得电源所要求的多路和可调电压，逐渐在很多新领域中推广和应用[2-3]．基于美国Unitrode公司开发的脉宽调制（PWM）控制器芯片UC3842以及其外围电路构成，采用PWM控制，实现DC/DC变换，通过调节占空比来保证输出电压的稳定，同时采用了TL431和光耦PC817反馈补偿网络，进一步保证开关电源的输出稳定．开关电源因各种优点而一直备受关注，所以文中设计具有一定的实际意义．

2 技术指标要求

（1）多路输出：

输入：Uac_in_max=264 V,Uac_in_min=200 V

输出：U0：+5 V,+12 V,+18 V；每路I0：1 A；

（2）可调输出：

输入：Uac_in_max=264 V,Uac_in_min=200 V

输出：U0：0～+35 V；I0：1 A；P0：约为0～35 W；

效率：η=0.85；电压纹波：≤5%；工频：f0=50 HZ；开关频率：fs=100 kHZ

另要求各种稳定输出电压要满足对自由感应加热系统供电的要求．同时要注意电磁干扰，以使所设计的开关电源稳定、可靠．

图1 UC3842芯片内部结构

3 电流型UC3842芯片开关电源设计原理

该设计电路是基于电流型UC3842芯片，其内部结构如图1[4-5]．它具有启动电流低、欠压锁定保护（UVLO）等优点[6-7]；它有外部电流和电压两个反馈环，目的是让电压外环监控输出电压波动情况，也让电流内环检测初级电流并对每个周期进行过流控制．通过采样外部电流并转化为锯齿波电压，与芯片内部误差放大器的输出信号进行比较后，产生PWM信号，实现输出的稳定[8]．设计电路方框图如图2．

图2 设计电路方框图

图2中220 V交流电输入，经过整流滤波元件①，将含有谐波较大的正弦交流电整流滤波成谐波较小的直流电；然后将该直流电加到变换拓扑原边上，通过开关管元件Ton/Toff控制变换拓扑实现DC/DC变换，即将直流电压转化为准方波电压，而开关管元件则由PWM控制模块提供的脉冲来控制其Ton/Toff；在变换拓扑副边输出准方波电压，再经整流滤波元件②来得到直流输出电压，目的是将含有谐波电压信号转换为直流电压；通过分压元件从输出直流电压采样，再经过反馈元件接入PWM控制模块；分压元件、反馈元件、PWM控制模块组成的反馈回路目的是当负载发生变化或输入电压发生波动时，可以通过调节开关管元件Ton/Toff使输出电压保持稳定．输出的电压分为多路输出和可调输出，区别在于可调输出分压元件是通过电位器来调节电压输出．

4 开关电源设计

4.1 输入整流滤波电路设计

设计电路原理图3所示，D6、D8-D10构成桥式整流桥，电容C3为滤波电容．最大输入电流和整流电压最大纹波出现在最低输入电压且满载输出的情况下，因此，在此前提下计算整流管参数和电解电容大小．

图3 开关电源原理图

4.1.1 电解电容的计算

其中，Pout为总输出功率，URMSmin为最低输入电压的有效值（RMS）．此设计中选择C3为47 μF的电解电容．

4.1.2 整流二极管的选择

图3所示电路原理图采用了单端反激式的拓扑结构．整流桥选用四个能承受1 A电流的二极管器件．假设整流桥二极管的导通时间为tc=2 ms，可得输入直流电压的最大值和最小值

式中：C3为整流桥滤波电容容值．

4.2 变压器的设计

该设计利用反激变压器原理：即在开关管通断时，实现能量从变压器原边向副边负载传送过程．设计中涉及磁芯材料、电感量、漏感、气隙、工艺等多个方面，因而其设计也是开关电源制作中的难点之一．

4.2.1 磁芯的选型计算

磁芯的两个重要参数：变压器磁芯窗口面积Aw和有效磁芯面积Ae．文中磁芯的选型采用面积法，则计算磁芯的乘积面积

式中Bm=0.2T，δ为线圈导线的电流密度，通常取200～300（A/cm2），取200 A/cm2；Km为窗口填充系数，一般取0.2～0.4，取0.4．

4.2.2 计算最大占空比Dmax

式中Uor为次级反射到初级的反射电压，取217.96 V；UDs为MOSFET的漏源极通态电压，取10 V．则可计算出变压器磁芯乘积面积Ap≈0.73cm4，通过查表，可选择铁氧体磁芯EE28型，其Ae×Aw=0.85 cm4，Ae≈0.86 cm2．高频情况下，铁氧体材料具有电阻率大，涡流损耗小；磁导率不随频率变化特点，因此，选作变压器磁芯是最好的选择之一．

4.2.3 计算变压器的初级自感

4.2.4 计算原边绕组最大峰值电流

4.2.5 计算变压器匝数

初级匝数计算

次级匝数计算

其中，U0为输出电压，Uf为二极管正向压降0.7 V，Uor为次级反射到初级的反射电压217.96 V．得出多路输出部分：5 V输出绕组匝数为2匝；12 V输出绕组匝数为4匝；18 V输出绕组匝数为6匝．可调输出部分：输出绕组匝数为11匝；

偏置绕组匝数计算

式中UF为反馈电压，取为15 V，得到NF=5匝．

4.2.6 变压器气隙的计算

计算公式为

其中，Lg为气隙长度，μ0为真空磁导率．

4.3 开关管的选择

对于选择功率开关管MOSFET来说，要考虑到漏源击穿电压Uds、最大漏极电流及导通电阻．其中，约670 V；由初级电流有效值来选择最大漏极电流；而导通电阻一般尽可能地选择较小阻值的开关管．但导通电阻是随着开关管耐压值增大而增大的，因而在选择开关管耐压时要折中考虑．文中选择ST公司STD2NK70Z-1场效应管，漏源击穿电压700 V，最大漏极电流1.6 A，Uds导通电阻小于7Ω，最高工作频率高达1MHz，满足导通电阻较小且工作频率高的要求．

4.4 输出整流滤波电路设计

开关电源一般要求输出纹波率小于1%，即+5 V输出纹波电压不大于50 mV；+12 V输出纹波电压不大于120 mV；+18 V输出纹波电压不大于180 mV．而整流二极管要求工作在高频率下，并具有快速恢复和低正向压降等特点．因此，为避免由于电容损耗的增大带来的电源效率的降低，应选择等效串联电阻小的电容C1-C2、C10-C15作为输出滤波电容，而整流二极管D12、D14-D16应选择SB系列肖特基二极管，该型号二极管具有低损耗、高效率、低导通压降等优点．

4.5 PWM控制UC3842芯片及外围电路设计

4.5.1 启动电路

一是启动电阻Rstart的选择，启动电阻的选择要保证芯片启动电流不低于1 mA，由

其中，Ustart取16 V，Istart取约11 mA．可取得启动电阻Rstart（R1）约为25 kΩ．

二是启动电容的选取．芯片的供电先由启动电容提供足以让芯片启动并工作的电量，后由辅助绕组供电．设计中选取启动电容C4为47 uF．

三是辅助供电选取，辅助绕组L3不能低于10 V，以避免芯片因欠压而停止工作．

4.5.2 RC振荡电路

如图3所示，在8脚和4脚之间接电阻RT（R8），在4脚和地之间接电容CT（C7）．通过下式：

4.5.3 PWM输出电路

当MOSFET管工作于高频时，要采取措施来避免寄生元件带来的振荡，如图3所示．一、在栅极接一个小电阻R7，来避免引线带来的寄生振荡；二、在R7之后接一个电阻R9，使R7≤R9，保证关断时快速放电，寄生元件电压快速下降．设计中R7选取22Ω，R9选取10kΩ．

4.5.4 误差放大部分

对于UC3842来说，通常在1脚和2脚之间加补偿网络以保证反馈网络的稳定，补偿网络的设计也即开关电源的闭环设计．

4.5.5 电流检测电路

电流检测电阻

当负载较轻时会引起电源不稳定，电流波形前会出现一个尖峰脉冲，这是由输出端整流管恢复时间和变压器匝间电容引起的，为避免该尖峰导致芯片误关断，通常在电流检测电阻之前加一个RC滤波电路，文中电容选取C8=470 pF，电阻选择R13=1 kΩ．

4.6 光耦反馈电路的设计

文中的光耦反馈回路由可调试并联稳压器TL431与光耦Pc817构成．如图3所示，分别以多路输出+5 V、可调输出0～+35 V作为取样点，通过分压电阻R5和R10获取电压，与TL431的基准电压Uref=2.5 V进行比较构成误差比较器，经过光耦的电流连接到UC3842的2脚，与芯片内部误差放大器的2.5 V基准进行比较，然后得到的输出误差电压对占空比进行调整．对于电路中的反馈部分，主要是确定R4、R5、R6、R10的阻值．根据公式

式中：TL431基准电压为Uref=2.5 V；U0为输出电压．可以工作在2.5 V～40 V电压之间任意值．文中选取多路输出+5 V时，R5=8 kΩ，R10=8 kΩ，则U0=5 V；在可调输出0～+35 V时，选取R5=7 kΩ，R10=1 kΩ，则U0=20 V；

再根据TL431的电气特性，只有当Ik大于1 mA时TL431才能工作，R6的作用是保证Ik不小于1 mA，光耦二极管的正向压降Uf取1.1 V，内阻5 Ω，因此R6的取值满足

电阻R4的作用是控制流过光耦发光二极管的电流大小，由于Ik不小于1 mA，则流过R4的电流也要大于1 mA，一般，UKA在2 V左右．则

5 实验结果分析

分别对多路输出+5 V；可调输出0～+35 V选取+20 V进行仿真，分别得到MOS管栅极驱动波形和输出波形，如图4、图5所示．

图4 多路输出+5 V仿真分析

图5 可调输出至+20 V仿真分析

仿真中MOS管采用了理想模型，如图4a）、图5a）分别为MOS管驱动波形，可见驱动脉冲的占空比大约40%左右；如图4b）、图5b）分别为+5 V、可调至+20 V的输出波形，仿真中对负载变化时的输出电压进行仿真监测，结果表明，输出分别收敛于5.034 V、20.382 V，误差分别在0.68%、1.9%，在±2%的误差范围内保持稳定．从仿真结果可以看出，该仿真电路确实可行．

再根据前面所分析相关参数，设计出实验样机，制作相应PCB电路板，依次测出多路输出+5 V、+12 V、+18 V；可调输出0～+35 V调至+20 V的MOS管栅极驱动波形和输出波形，如图6、图7所示：

经过测试：如图6a）、图7a）分别为MOS管驱动波形，可见多路输出+5 V、+12 V、+18 V驱动脉冲占空比大约45%左右；可调输出至+20 V驱动脉冲占空比相对小些，约40%左右，这是由电位器调节过程影响了MOS管的导通时间．如图6b）、图7b）分别为多路输出+5 V、+12 V、+18 V，可调输出至+20V的输出波形，通过对不同负载变化时的输出电压进行测量，表1看出，多路输出+5 V、+12 V、+18 V误差控制在±1.5%范围内；而可调输出至+20V误差在±2%的范围内保持稳定．

图6 多路输出+5V、+12V、+18V样机分析

图7 可调输出至+20V样机分析

表1 不同模式下输出电压测量值

实验过程中对该开关电源的安全性做了以下改进：

（1）通过增大启动电容和增加辅助绕组匝数的方式解决变压器辅助线圈L3因自身储存电压低于芯片UC3842的UVLO时出现的不断重起现象．避免变压器线圈反复受尖峰电流的影响及间断的杂音，给外围设备提供正常稳定电源．

（2）抑制开关电源共模干扰问题的较好办法是：在变压器原边和副边之间焊上一个耐压250VAC，0～4.7 nF的电容，可避免在输出电压出现瞬间尖峰电压，烧坏外围设备．

（3）输出纹波电压的处理，实验中让输出滤波电容增大和开关频率调高，但滤波电容、开关频率不可无节制增大，因为会增加损耗；也想过让输出直接接LDO滤波，但会增加成本；最后是通过在输出二极管上并联RC缓冲网络来解决控制输出噪声．

因此，文中设计的开关电源具有良好的恒压特性，能够满足对自由感应加热系统稳定可靠供电．

6 小 结

文中通过设计了一台兼备+5 V、+12 V、+18 V多路输出和0～+35 V可调输出的混合输出反激式开关电源样机．基于脉宽调制（PWM）控制器芯片UC3842，通过PWM控制调节占空比，实现DC/DC变换，同时采用了TL431和光耦PC817反馈补偿网络，为自由感应加热系统提供稳定可靠的电压．

通过仿真实验和样机试验：对不同负载变化时的输出电压误差进行分析．结果表明：仿真实验中输出电压误差在±2%范围内；样机试验中多路输出电压误差在±1.5%范围内，可调输出至+20 V误差在±2%范围内．

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