移相全桥ZVS变换器的优化及参数设计*

史永胜，刘言新，王喜锋，周　鹏

（陕西科技大学电气与信息工程学院，西安710021）

移相全桥ZVS变换器的优化及参数设计*

史永胜*，刘言新，王喜锋，周鹏

（陕西科技大学电气与信息工程学院，西安710021）

针对移相全桥ZVS变换器实际电路参数选取困难问题，简要介绍了其工作原理并以工程计算方法详细设计了谐振电感、隔直电容、高频变压器、滤波电感电容等主电路关键元件参数。以此参数研制了一台48 V/1 kW，50 kHz的样机，经测试表明该变换器能在30%及以上负载范围内实现零电压开关，纹波小于2%，30%负载时效率达到74%，60%及以上负载时效率达到85%以上，证明了参数设计的合理性。

移相全桥变换器；零电压开关；参数设计；工程计算

移相全桥ZVS变换器利用变压器及辅助电感和开关管的寄生电容发生谐振，能使功率开关管工作在软开关状态，极大地减小了开关损耗，提高了转换效率。

目前大部分文献都侧重于研究移相全桥ZVS变换器的电路拓扑结构来改善其不足，文献［1］在传统全桥拓扑上加入了由感性元件和电容组成的无源辅助网络，在宽输入电压和整个负载范围内实现原边开关管的ZVS；文献［2］以低成本，设计了简单同时又能满足系统性能的一种带简单的LC辅助谐振电路的变换器拓扑；文献［3］通过在滞后臂并联无源辅助支路提供软开关辅助电流，从而使变换器可以在宽负载范围实现滞后管的ZVS；文献［4］采用饱和电感对电路进行改进，并设计出一套完整的电路参数计算方法，对电路各重要参数进行了分析设计与计算。以往没有较为系统的针对电路各器件参数的计算方法，实际上移相全桥ZVS变换器的电路参数对系统影响很大，不容易设计。

本文在传统的移相全桥ZVS变换器的基础之上进行了优化，并对电路的重要参数进行了详细的设计，制作了一台48 V/1 kW，50 kHz的样机，从而验证了参数设计的准确性与可行性。

1　移相全桥ZVS变换器

移相全桥ZVS变换器拓扑如图1所示，利用开关管的寄生电容和高频变压器的漏电感或原边串联电感作为谐振元件，使开关管能进行零电压开通和关断，从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、减小尺寸及减轻质量提供了良好的条件。

项目来源：陕西省教育厅基金项目（11JK0837，12JK0494）

收稿日期：2015-06-02修改日期：2015-07-13

图1　移相全桥ZVS变换器电路拓扑

本文所设计的变换器主电路结构如图2所示，采用饱和电感做谐振电感来增大零电压范围及减小副边占空比丢失，增加二极管钳位电路来抑制副边寄生震荡，加入隔直电容来防止变压器磁饱和。

图2　变换器主电路结构

本文设计的技术指标如下：

输入电压：Vin=380 V～420 V；

输出额定功率：PO=1 kW；

输出直流电压：VO=48 V；

输出电压纹波：小于2%；

效率：不低于85%；

工作频率：fs=50 kHz。

2　电路重要参数设计

2.1谐振电感的设计

由于变压器的漏感一般比较小，当变换器的负载比较小时，仅仅利用变压器的漏感实现零电压开关比较困难，特别是滞后桥臂的零电压开关范围更小。因此为了扩大滞后桥臂零开关范围，需要在变压器原边串联一个比较大的电感，称之为谐振电感，要想实现滞后桥臂的零电压开关，需要满足下式［5］：

式中：I为滞后臂MOS管关断时变压器原边的电流；COSS为MOS管的漏源寄生电容。

谐振电感的设计应该考虑以下几个方面：

（1）为了在任何输入电压下滞后桥臂都能实现零电压开关，输入电压Vin应取最大值Vin（max）；

（2）设计时应保证在30%负载及以上时能实现零电压开关。

在30%负载时，当滞后桥臂的MOS开关管关断时，变压器的原边电流为：

式中：K为高频变压器的变比，其中K的取值详见2.4.1。

本文选用的开关管IPW65R080CFD的漏源寄生电容为COSS=215 pF，Vin（max）为420 V，根据式（1）可得：Lr=42 μH。

2.2开关频率的选择

当确定了谐振电感的大小以后，可以计算副边占空比丢失的最大值Dloss（max），副边占空比丢失由下式进行计算［6］：

式中：fs为开关频率。

根据式（3），当负载电流最大，同时输入电压最小时，副边占空比损失最大，则最大占空比损失为：

计算高频变压器的变比K时，取变压器的副边占空比的最大值为0.8，也就是Dloss（max）≤1-0.8=0.2，则由式（4）计算可得：fs≤82 kHz。

实际中，为了减小开关电源的重量与体积，在设计电源时，总是希望开关电源的频率越高越好，但是移相全桥ZVS变换器的副边存在占空比丢失，当谐振电感和变压器的变比确定后，占空比丢失随着开关频率的提高而增大。同时为了减少占空比损失的增加，并且使输出电压稳定，就需要减小变压器的变比，这样会增大变压器原边的电流，这样会造成更大的占空比丢失，因此不能无限制的增加开关频率。高频变压器的磁芯一般选的是铁氧体，磁芯损耗随着开关频率的提高而迅速增加，其损耗与开关频率的1.7次方成正比［7］。因此，综合考虑以上因素，开关频率的取值选为50 kHz。

2.3隔直电容的选取

一般情况下，选取隔直电容Cb的时候要使隔直电容两端电压峰值为输入电压的5%～10%［8］，由于输入电压额定值为400 V，所以隔直电容两端的电压峰值应取为20 V～40 V的范围内，在一个开关周期中，电容满足电荷守恒，可得式（5）：

假定隔直电容两端电压峰值为30 V，原边占空比为0.9，则为电容充电时间为：

高频变压器原边电流为：

把以上参数代入式（5），则有：

留有一定裕量，选取2.2 μF/100 V电容。

2.4高频变压器设计

2.4.1确定变压器变比

为了降低变压器的损耗以及成本，减小MOS管的电流，减小整流二极管的反向耐压，提高变压器使用率，尽量把高频变压器的变比设计的大些。为了能够在任何时候都能得到所设计的电压，因此高频变换器的变比应按照最小的输入电压进行设计，设副边的最大占空比为Ds（max），由此可以计算出副边最小电压为：

式中：VO为输出直流电压值；VD为整流二极管的导通压降；VLf为输出滤波电感上的压降。

本文输出直流电压值取为48 V，输出整流二极管采用Infineon公司的超快恢复二极管IDW40E65D1，其导通压降为1.35 V，输出滤波电感上的压降取为0.6 V，由于变压器的副边占空比存在丢失，因此其值最大值可取为0.8，那么，由式（9）可得：

最小输入电压为380 V，则变压器的变比为：

为了绕制变压器时方便和便于设计高频变压器，把变压器的变比取为整数，因此变比取为6。

2.4.2变压器磁芯选取

变压器磁芯选取主要是利用AP算法，AP算法如式（12）所示：

式中：AP为变压器窗口面积AW乘以磁芯截面积Aε的乘积（cm4）；PT为变压器视在功率（W）；BW为工作磁通密度（T）；fs为工作频率（Hz）。

依据计算出的AP值进行高频变压器的选择。由于变压器原边为方波输入，因此波形系数选为Kf=4。工作磁通密度应小于饱和磁通密度，并且留有一定的裕量，因此把工作磁通密度选为0.15 T。本文高频变压器采用EE磁芯，电流密度比例系数为366，X为-0.12。

对于移相全桥变换器来讲，由于副边整流电路采用的是全波整流，把变压器的效率设为ηT，只有一个原边绕组，同时副边绕组带有抽头，那么便可以计算变压器的视在功率为：

根据以上参数的选择，依据式（12）可得：

留有一定的裕度，查磁芯参数列表，需求EE57磁芯，EE57磁芯的基本参数为：AP为9.713 2 cm4，磁芯截面积Aε为344 mm2，窗口面积AW为282.36 mm2。

2.4.3确定变压器原副边匝数

高频变压器的原边匝数为NP匝，副边匝数NS匝，当原边绕组加电压V1时，根据法拉第电磁感应定律，则有：

式中：fs为开关工作频率（Hz）；BW为工作磁通密度（T）；Ae为磁芯有效面积（m2）；Kf为波形系数，其值为有效值和平均值之比，正弦波为4.44，方波为4。则由式（15）可得：

根据上面推导，由式（16）计算变压器原边匝数，要求在输入电压为最小值时也能满足输出电压的要求，因此输入电压取为最小值：V1=Vin（min），则：

取整，则变压器原边匝数取为35匝。

那么，根据变压器变比可得变压器副边绕组匝数为：

则变压器副边匝数取为6匝。

2.5输出滤波电感的设计

移相全桥ZVS变换器中，直流输入电压通过全桥逆变电路后逆变为交流方波电压，然后经过变压器进行降压后进行整流输出。从输出的滤波电感来看，全桥变换器可以等效为一个buck变换器，因此，可以参考buck变换器的设计方法对全桥变换器的输出滤波电路进行设计。但是有一个地方需要改变，需将开关频率f改为2f。

在设计移相全桥ZVS变换器时，输出滤波电感的计算可以参考下面的公式［9］：

式中：VO为输出电压；fs为输出滤波电感频率，取为2倍开关频率；I2com为输出电流最大波动，根据经验一般取为10%最大输出电流；Vi为输入电压；VL为输出滤波电感压降，取为0.6 V；VD为输出整流二极管压降，取1.35 V。

代入参数，则有：

则，选取输出滤波电感为：Lf=20 μH。

2.6输出滤波电容的设计

副边输出滤波电容与变换器输出纹波电压峰峰值大小相关，一般情况下，副边输出滤波电容的大小可以由式（21）进行计算［10］：

式中：VO为输出电压；fs为输出滤波电感频率，取为2倍开关频率；ΔVopp为输出电压波动，取为0.15 V；Vi为输入电压；VL为输出滤波电感压降，取为0.6 V；VD为输出整流二极管压降，取1.35 V；L为输出滤波电容。

代入参数进行计算，则有：

留有一定的裕量，选取470 μF/100 V电容。

3　测试结果及分析

按以上技术指标及重要元件的设计参数，研制了样机。图3（a）、图3（b）分别为满载和30%负载时滞后桥臂MOS管栅极驱动信号和漏源极电压波形，可以看出，MOS管关断时，其漏源电压缓慢上升，MOS管开通时，其漏源电压已经降为零，从而实现了零电压开关。图3（c）为输出电压波形，平均值为48.02 V，纹波如图3（d）所示，可以看出，纹波小于2%，满足设计要求。

图3　实验波形

不同负载条件下，输出电压和转换效率的测试数据如表1所示，可以看出，80%负载时效率为89%，为最大，在满载的情况下效率为88%，30%负载时效率为74%。图4为根据测试数据所绘制的效率曲线图。

表1　测试数据

图4　效率曲线图

4　结论

通过上述方法设计的主电路中重要元件的参数，可以满足系统要求。所研制样机能够在30%及以上范围内实现零电压开关，输出电压稳定，纹波小于2%，30%负载时效率达到74%，60%及以上负载时效率达到85%以上，从而验证了设计方法的可行性及有效性。

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史永胜（1964-），男，汉族，陕西西安人，陕西科技大学电信学院教授、博士，主要研究方向为特种电源与先进光电器件，shiys@sust.edu.cn；

刘言新（1991-），男，汉族，山东郓城人，陕西科技大学电信学院在读硕士研究生，主要研究方向为特种电源与先进光电器件，liuyanxinisangel@sina.com。

Optimization and Parameter Design of Phase-Shift Full Bridge ZVS Converter*

SHI Yongsheng*，LIU Yanxin，WANG Xifeng，ZHOU Peng
（College of Electrical and Information Engineering，Shaanxi University of Science&Technology，Xi'an 710021，China）

Accroding to the difficult problem that parameters selection of actual circuit for the phase shifted full bridge ZVS converter，the working principle of the converter and detailed design of the resonant inductor，condenser，high frequency transformer，filter inductance and capacitance of key components parameters in main circuit are briefly introduced.A 48 V/1 KW，50 kHz prototype is developed.The tests show that the converter reaches zero voltage switch at 30%load，the ripple is less than 2%，the efficiency up to 74%at 30%load，the efficiency up to 85% at 60%or more load，which proves the rationality of the design parameters.

Phase-Shift Full Bridge converter；zero voltage switch；parameter design；engineering calculation

TM46

A

1005-9490（2016）03-0650-05

EEACC：1290B10.3969/j.issn.1005-9490.2016.03.029