基于比率测量的CMOS高温温度传感器设计*

包志均，王艳华

（1.河南广播电视大学信息工程系，郑州450008；2.河南信息工程专修学院信息与工程系，郑州450046）

基于比率测量的CMOS高温温度传感器设计*

包志均1*，王艳华2

（1.河南广播电视大学信息工程系，郑州450008；2.河南信息工程专修学院信息与工程系，郑州450046）

针对在高温环境下温度传感器的测量性能降低问题，提出了一种在能够25℃～225℃的温度范围内运行，基于比率测量的高性能带隙温度传感器。该温度传感器使用简单的时域体系结构，将自动调零的偏移消除与偏移消除进行合并提高性能，然后通过在数字处理模块实现的映射函数，将得到的比率转换成比率输出，从而消除对带隙基准（BGR）的需要。传感器使用CMOS工艺组装而成，芯片面积为0.41 mm2。实验测试结果显示该传感器在最差情况下的错误仅为+1.6℃/-1.5℃，并且当电源为4.5 V时，传感器仅消耗20 μA的电流。

带隙温度传感器；比率测量；高性能；高温环境

如今高温集成电路已经大规模应用于汽车、油井仪表及航天等行业（温度超过200℃）。例如，温度传感器在油井仪表应用中至关重要，能够提供温度信息及其它各种电气测量，以便监测油井状况。

根据不同温度传感的方法，集成温度传感器广义上可以分成许多类别。由于设计方法行之有效并且性能最佳，带隙温度传感器得到了广泛采用［1-2］。然而，通常，大多数带隙基准BVR（Bandgap Voltage Reference）传感器的运行仅能达到125℃。基于片上电阻温度系数 TCR（Temperature Coefficient of Resistance）的温度传感器可能不适合大规模生产，原因在于许多CMOS工艺中没有精确描述电阻TCR的特性，并且同样会受到过程分布宽度的影响［3］。基于延迟链的时域温度传感器能够更好地兼容微米CMOS工艺，但是，由于温度范围更广会破坏固有的非线性，该温度传感器的温度范围有限。此外，需要2点校准来得到该传感器要求的精确度［4］。基于热扩散率的温度传感器以未校准的精确度而著称，合适高温操作［5］。然而，该类传感器需要精心自定义热模型。此外，在毫瓦（mW）范围内，基于热扩散率的传感器功率损耗更大，原因在于传感原理是基于芯片内部由电力产生的热量。基于时域方法的高温传感器［6］依赖精密电压基准进行操作。2点校准完成之后，高基准TC会将传感器的精确度降低到3℃。近期，有报告称在温度达250℃的条件下，基于阈电压的高温传感器的错误率为±1.8%［7］。

本文提出了一种采用时域结构的带隙高温温度传感器。此外，通过使用现场可编程门阵列（FPGA）可在线进行数字处理及校准，并且介绍了完整的电路实现过程。

收稿日期：2015-06-18修改日期：2015-07-17

1　温度传感器的比率输出推导

图1是智能温度传感器的典型体系结构。前端包括与绝对温度成正比 PTAT（Proportional to Absolate Temperature）或与绝对温度互补 CTAT （Complementary to Absolate Temperature）（负极TC）的电压及基准电压。通过使用模拟-数字转换器（ADC）将温度数字化，该转换器能产生比率输出（（VCTAT/VREF或VPTAT）/VREF）。图2是特定于带隙温度传感器的电压。VBE1和VBE2是不同电流密度下偏置的双极结型晶体管的基射极间电压，并且具有CTAT的特点。VBE1和VBE2之间的差异，即：ΔVBE，有正极TCR（Temperature Coefficient of Resistance），由因数α测量正极TCR以便与VBE的负极TCR匹配。

图2　带隙VCTAT/VREF/VPTAT/VREF电压及基准的相关特点

带隙传感器的比率输出表示为：

式（1）中的VCTAT/VREF比率输出可简化为：

我们可从公式（2）中看出，比率VCTAT/VREF输出只是VBE2/VBE1及α的函数。同样，VPTAT/VREF输出也是VBE2/VBE1及α的函数，只是用更复杂的方式表示。因此，可以将式（2）表示成如下的函数关系

如果能够合成VBE2/VBE1比率并使用函数R进行映射，就可得到VOUT。由于映射函数更简单，因此本文使用了CTAT输出来证明。参数α是与PTAT和CTAT电压的TCs匹配的比例因数。需精确控制该因数以便得到期望的输出。通常，α是大多数传感器设计上电容或电阻的比率，由对电阻或电容的动态元件匹配（DEM）进行微调等技术精确控制。

由于在数字领域实现了映射函数，也可将α移到数字后端。带隙传感器中工艺变化的主导因数是VBE的变化。然而，在0 K点附近，VBE的工艺变化只有1个自由度，所以只是TC变化。通过微调偏置电流或添加补偿PTAT电压的1点校准可减轻该影响。或者，也可以微调α对VBE中的TC变化进行补偿。

通过时间对数字转换方法得到VBE比率，使得温度传感器具有简单且功率低的体系结构。通过在数字处理模块实现的映射函数R，将得到的比率转换成比率输出。然后，通过线性伸缩可将比率输出转换成摄氏温度T，如下所示：

其中，F是0 V条件下的VBE1及B=-273 K对应的温度，如图2所示。

2　传感器的体系结构及运作过程

图3是本文提出的温度传感器的体系结构。D1及D2是掺杂二极管。通过在不同电流密度条件下偏置D1及D2，可得到VBE1及VBE2。VBE1及VBE2的差异如下：

其中，A1及A2分别是D1及D2的面积。该设计选择不同面积和偏置电流，以最大化ΔVBE和VBE比率的动态范围。

图3　本文提出的时域温度传感器的体系结构

传感器电路运作实现过程如下：

（1）在重置状态下（当STAT（Signal Transducers and Activators of Transcription）=0），S2关闭且 S1开启，开关SC向集成电容CINT放电。当STRT信号变大时，开关SC开启；

（2）然后，10比特的计数器开始计数，CINT开始向VBE2充电。当集成电压VINT等于VBE2时，比较器的数值变小，这样会使控制逻辑通过WRT信号向寄存器REG写下计数NBE2。

（3）然后，重置比较器，S2开启，S1关闭，计数器会一直计数，直到VINT等于VBE1才停止。此时，比较器的数值变小，通过WRT信号向寄存器写下新的计数NBE1。图4是单一读出操作的时序图。分别将VBE2及VBE1转换成计数NBE2及NBE1。VBE比率计算如下所示：

因此，从公式（3）可得出：

其中，R是在数字后端的映射函数实现，在后面会加以说明。

图4　提出的温度传感器运作时序图

3　偏置电路及偏移消除

偏置电流（IB1、IB2）和二极管（D1、D2）是热电压（VT）基准自偏置电路的一部分，如图5所示。

图5　该设计中的偏置电路

为（IB1、IB2）选择的偏置电流分别为（7.5 Ma、2.5 μA）；二极管（D1、D2）的面积分别为（16 μm2、224 μm2）。充电电流IC及比较器的偏置也来自同一个电路。通过MC产生并反射自偏置电流以便得到充电电流IC。为了避免出现不合需要的零电流操作点，添加包括晶体管MA1、MA4的启动电路和电容CS。启动电路不会消耗任何静态电流。（CB1、CB2）是旁路电容。在文献［8］中使用常量gm以产生IB1、IB2。（MA3、MA2）按照1∶5的尺寸得到自偏置电流，这样，能够产生VGS差异及偏置电流。然而，由于二极管本身会产生自偏置电流（VBE差异），并且没有用比率表示（MA2、MA3），VT基准偏置方法会导致电路支路及晶体管数量减少，因此，会优化设计的功率及面积。由于要求速度低（10 kHz的计时器），该设计采用增益为80 dB的2级自动调零开环比较器，如图6所示。选取pMOS微分输入对用以满足低共模电压的要求（VBE1、VBE2）。文献［8］中使用了常量gm偏置技术，用于超出较宽温度范围的比较器增益稳定化，原因在于偏置电流的PTAT（Proportional to Absolate Temperature）特性能够稳定gm。VT基准偏置同样也有PTAT（Proportional to Absolate Temperature）偏置电流，所以能够达到同样的效果。

图6　提出的传感器中比较器的电路原理图

文献［8］中分析了体系结构温度误差上的偏移影响，表明由于分子及分母上的偏移数一样，有效地降低了偏移影响。然而，仍然存在误差，误差的大小会随着温度的变化而增加，当偏移电压为5 mV且温度为225℃时，误差能达到2℃。此外，偏移是随机的，每个样品都不同，并且采用了非线性。为了完全消除因比较器偏移造成的误差，该设计将自动调零技术应用于比较器偏移消除。相位Φ1是自动调零相位，Φ2是比较相位。在比较相位中，当比较器在开环模式下，CC处于断开状态，能够优化该设计中比较器的速度［9］。

本文提出的电路的主要优势之一在于，在该设计中温度特性和IC及CINT的精确度不重要。只要IC及CINT保持2个计数相同，比率就不会受到电流绝对量的影响，从式（6）中可看出。因此，大大放宽了偏置电路的温度规格。IC来源于与电源无关的VT基准偏置电流，该电流具有PTAT电流的特点。总转换时间设计为100 ms，这是温度传感器的典型设计。

4　数字处理及校准

通过数字处理模块将计数转换成比率输出，实现式（3）的映射函数 R。图 7是模拟的VBE比率（VBE2/VBE1）、计数率（NBE2/NBE1）及比率输出电压（VOUT）。因此，电路有效地将温度信号转换成时域，之后通过数字处理模块将电路数字化。由于灵活性强，数字处理模块在FPGA中实现。根据控制信号（CAL/ACQ），处理模块有2个模式：校准模式及采集模式。在校准模式中，在室温下完成一次校准用以计算校准的α值，即：α（CAL），然后通过I2C界面将该值写入电可擦除可编程只读存储器（EEPROM）。通过下列方程计算α（CAL），该方程从公式（2）中得来：

其中，VOUT（理想的状态是25℃）是对应25℃的温度的理想比率输出。NBE2（25℃）及NBE1（25℃）是在25℃条件下的测量计数。理想α（从模拟中得到）与α（CAL）之间的差异取决于VBE工艺变化及电路工艺变化，两者本质上均是PTAT。在模拟前端，通常通过微调及DEM等技术得到参数α的精确度。然而，该设计中，在数字模块中进行α微调及传感器校准，因此，大大地放宽了模拟前端要求的精确度。这就是该技术的主要优势之一。

图7　模拟的VBE比率、计数率及映射的比率输出VOUT的比较结果

在采集模式下，寄存器中存储了2个计数，从EEPROM中读取α（CAL），并且通过使用函数R完成比率输出VOUT的计算。通过简易的线性伸缩，将比率输出转换成用摄氏度表示的读数，如式（4）所示。数字处理模块上的所有计算均是在浮点上进行。时序图表示校准及数字处理的步骤，如图8所示。tR及tW分别是α的读/写次数；tα及 tT分别是α及温度计算的次数。用于校准及采集的读写及计算花费的总时间不到1 ms。

图8　校准及数字处理的时序图

5　实验结果

芯片由1-μm部分耗尽绝缘体上的硅（PD-SOI）CMOS工艺组装而成。通过BOX层完成装置的竖向隔离，通过沟槽隔离完成横向隔离，这样会导致p-n结面积更小。因此，相较于大多数CMOS，2～3个数量级就能够减少泄露电流。这样能够在PD-SOI过程中进行稳健的高温操作。此外，由于钨金属化，在布局设计中需要考虑钨金属化的表面电阻比普通高出3倍～4倍。

图9是芯片的显微图像及测量设置。温度传感器的有源面积为0.41 mm2。带有（板载芯片）COB包装的高温Rogers RO4003C PCB用于测量。安装有接合焊盘的模具紧挨着地平面，以便热稳定速度更快。Altera Cyclone IV FPGA及微芯片EEPROM用于进行数字处理及实现校准。

图9　模具图片及高温测量设置

图10是在25℃条件下校准后7个样品的比率输出，样品非常匹配。

图10　7个样品的测量比率输出

图11是使用式（4）对7个样品进行线性伸缩之后用摄氏度表示的测量温度误差。7个样品中，温度误差为+1.6℃～-1.5℃。发现样品中的温度误差均是非线性，原因在于硅二极管中扩散及误差造成的VBE误差，而硅二极管中扩散由复合电流造成，误差由偏置电阻的扩散及不匹配等原因造成。本文实现的校准技术仅限于消除线性PTAT的误差。使用稳健的基片p-n-p晶体管能够减少误差扩散。然而，由于BOX隔离，SOI过程中无法实现基片pn-p。可以探索其它校准技术以更多校准点及计算能力为代价来提高精确率。在室温下，传感器仅使用20 μA的电流，并在电源电压为4.5 V～5.0 V的条件下运行。因此，因自加热效应造成的误差可忽略不计。表1是性能比较。

图11　个样品的测量温度误差

表1　性能比较

6　结论

本文提出了一种用于高温环境的高性能时域带隙温度传感器。该传感器基于比率测量的概念，不需要与温度有关的带隙基准，提高了在高温环境下的测量精度。当电源电压为4.5-V时，组装的温度传感器仅消耗 20 μA的电流，有源面积为 0.41 mm2。在室温下，7个样品中，1点校准最差时错误达1.6℃。在超过200℃条件下，相比其他温度传感器，该传感器的功率最小，芯片面积最小且精确度较高。

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包志均（1981-），男，汉族，河南南阳人，硕士研究生，讲师，主要研究方向为计算机技术，baozhijun123@126.com；

王艳华（1977-）女，汉族，河南鹤壁人，硕士研究生，讲师，主要研究方向为网络安全技术。

Design of High Temperature CMOS Sensor Based on Ratio Measurement*

BAO Zhijun1*，WANG yanhua2
（1.HeNan Radio&Television University，Department of Information Engineering，Zhengzhou 450008；China；2.Henan Information Engineering College，Zhengzhou 450046；China）

According to the measurement performance degradation of the temperature sensor in high temperature environment，a high performance bandgap temperature sensor based on the ratio measurement is presented，which can run in the temperature range of 25℃～225℃.The temperature sensor using a simple time domain architecture，will automatically adjust the zero offset cancellation and offset cancellation are combined to improve the performance，then in the digital processing module the mapping function is realized，the ratio will be converted into output ratio，thereby eliminating of band gap reference（BGR）need.The sensor is made of CMOS process and the chip area is 0.41 mm2.The experimental tests show that the error of the sensor in the worst case is only+1.6℃/-1.5℃，and when the power supply is 4.5 V，the sensor consumes only 20 μA of current.

temperature sensor with gap temperature；ratio measurement；high temperature environment

TP212.11

A

1005-9490（2016）03-0540-06

EEACC：7230；7320R10.3969/j.issn.1005-9490.2016.03.009