基于简化型Z源逆变器的优化调制策略研究

郑连锋， 姜吉顺， 孙志伟

(山东理工大学电气与电子工程学院， 山东淄博255049)

基于简化型Z源逆变器的优化调制策略研究

郑连锋， 姜吉顺， 孙志伟

(山东理工大学电气与电子工程学院， 山东淄博255049)

摘要：在对简化型Z源逆变器进行理论研究的基础上，参考传统单相SPWM调制策略，应用Z源逆变器简单升压控制原理，研究了优化型SPWM调制方法，并通过MATLAB仿真软件验证了优化型调制策略的有效性.

关键词：Z源逆变器； 阻抗网络； SPWM； 启动冲击

为了克服传统逆变器的不足，彭方正教授2002年提出了Z源逆变器这种新型的逆变器拓扑结构[1]，但该结构依然存在许多缺点，如输入电流断续、电路体积庞大、启动冲击严重等.针对这些缺点，文献[2]提出了一种简化型的Z源逆变器，其拓扑结构如图 1所示，该拓扑结构基本可以保持传统Z源逆变器的升压能力，并在此基础上减少了一个高压电容，并用二极管为直通状态下的阻抗网络电感电流提供续流电路.因此，简化型Z源逆变器减小了电路的体积及设计成本并保证了输入电流的连续，从而提高了直流电压的利用率.因此，简化型Z源逆变器具有更广阔的应用前景.

目前对于单相Z源逆变器，存在许多种升压控制策略，但其中实际应用最广泛的为最大增益SPWM调制、简单升压SPWM调制及三次谐波注入调制[1,3-4].倍频式SPWM调制，其逆变电路输出电压的等效载波频率是逆变器开关的2倍，这样就可以在抑制输出电压谐波的同时最大程度地提高逆变效率.本文主要研究倍频式单极性简单升压SPWM调制和基于其的优化型SPWM调制.

1简化型Z源逆变拓扑分析

简化型单相Z源逆变器拓扑结构如图1所示.图1中，VPV为直流输入电压；L1，L2，C构成独特的阻抗网络；Vdc为逆变桥的输入电压；S1~S4构成逆变器的主要开关器件；L为输出滤波电感；C1为输出滤波电容.

与传统Z源逆变器一样，简化型Z源逆变器一个开关周期包含2个工作状态：直通状态与非直通状态.令开关周期为T，T0为直通时间，T1为非直通时间，则T= T0+ T1，直通占空比D=T0/T.

非直通状态下，二极管D1导通，D2关断，单相逆变桥可以等效为一个电流源，如图2(a)所示.电感L1上的电压为

VL1=VPV-VC

(1)

相应地，此时电感L2上的电压为

VL2=VC-Vdc

(2)

当逆变器处于直通状态时，逆变器的直流链电压为零，单相逆变桥可以等效为短路，如图2(b)所示.此时，二极管D1关断，为了使电感L1上的电流可以获得通路，故迫使二极管D2导通，则此时L1上的电压为

VL1=VPV

(3)

相应地，此时电感L2上的电压为

VL2=VC

(4)

根据电感L1，L2的伏秒平衡关系，即一个开关周期T中，改进型Z源逆变器在稳态下电感两端平均电压为0，则

(5)

综上可得

(6)

定义B为升压因子，由式(6)可得升压因子B的表达式为

(7)

对于整个系统，输出正弦波电压为

(8)

图1　简化型单相Z源逆变器拓扑结构图

图2 简化型Z源逆变器等效电路图

2SPWM调制策略

2.1简单升压调制

简单升压调制就是将直通零矢量作用的时间插入到传统零矢量作用的时间内，对于传统的倍频式单极性SPWM调制方式来说，就是在其中加入了一个大于正弦调制波正半轴峰值的参考信号Vp和一个小于正弦调制波负半轴峰值的参考信号Vn[1].如图3所示，调制信号Va控制开关管S1和S2的通断，调制信号Vb控制开关管S3和S4的通断，每个桥臂的上下开关管互补导通.当三角载波大于Vp或者小于Vn时，4个开关管同时导通，逆变桥臂产生直通.这种调制方法实现起来最为简单，直通零矢量平均插入到传统零矢量之间，而且位置都固定在传统零矢量中心，如图4所示.这样的结果就是调制因数大大限制了直通占空比，直通占空比D随着调制因数M的增大而减小.这样，直通占空比D就必须小于(1-M)，当调制因数M为1时，直通占空比D就只能为0，这时电压增益G=1，系统就失去了直通升压的功能.而且这种调制方式增加了开关管的开关频率，因而增大了开关管的损耗，电流纹波脉动的频率是普通调制方式的两倍[5].

图3 简单升压控制原理图

图4 直通零矢量平均插入示意图

2.2优化型升压调制

优化型升压调制仍然是利用直通零矢量来代替传统零矢量，是对简单升压调制的一项技术改进.

在传统电压源逆变器的一个调制周期中，逆变桥经过关断-导通-关断两次状态转换.在简单升压SPWM调制中，直通零矢量被加在关断状态的中间部位，这就使得谐波畸变增大.而优化型SPWM调制则在两个相邻周期的转换时刻加入直通状态，这就避免了简单升压SPWM调制中的问题.在全桥逆变器中，为了避免直通零矢量加在中间部位而引起的谐波畸变增大，将两段同样时间间隔的直通状态分插入到两次状态转换中.

如图5所示，由于载波周期远小于调制波周期，因此调制波在一个载波周期内可以近似为一条直线.假设用 (1 0)来表示逆变桥臂中开关管的开关状态.在S1和S2组成的桥臂中，上管S1关断、S2导通的状态用0表示，反之用1表示.开关管S3、S4组成的桥臂同理. 在逆变器简单升压SPWM调制中，当

图5　优化型SPWM升压控制原理图

逆变桥臂在正弦调制波正半周期有输出电压，即只有S1和S4开通时，逆变桥臂处于(1 0)状态.反之系统在正弦波负半周期有输出电压时，即只有开关管S2、S3开通时，逆变桥臂处于(0 1)状态.在优化型SPWM调制中，将 Va和 -Va分别增加和减小一定幅值后，形成了4个正弦调制波：Va、-Va、Vb和-Vb.他们分别控制开关管S1、S2、S3和S4的开断，即逆变桥臂中4个开关管各由1个正弦调制波进行调制.

图5将优化型SPWM与传统SPWM进行比较，可以知道优化型SPWM只是提前了开关管的导通时间或者延迟了开关管的关断时间，而并没有增加开关管的开关频率，并将直通零矢量均分为4份加在了逆变桥臂状态转换的相邻时刻，使得系统既获得了直通时间，同时又不影响有效矢量.

通过对参考波信号做出上述的相应调整，实现了将直通零矢量插入到传统零矢量中的目的，在理论上证明了优化型SPWM技术的可行性.

为了实现优化型正弦脉宽调制，通过图6搭建SPWM模块.此方法将正弦波的正负半周分别实现调制.因此，首先将参考波Uref分为正负.如果参考波在正半周期，将正参考波上移，负参考波下移；当参考波在负半周期时，将正参考波下移，负参考波上移.上移与下移的具体距离取决于升压因子D.随后再将参考波和三角载波进行比较，这样就可输出符合要求的独立四路开关脉冲波形[6].

图6　优化型SPWM模块内部原理图

3系统设计与实现

本设计使用dsPIC30f6012A作为控制系统的主控芯片，此款单片机具有64个引脚，采用哈弗结构，数据、地址线分开，每个IO口都是双向通信，既可以作为输入端口，也可以作为输出端口.该芯片具有C编译器优化指令集、灵活的寻址模式、24位宽指令，16位宽数据总线，144KB的片内闪存程序空间，8KB的片内数据RAM、4KB的EEROM，高达30MIPS的工作速度，4~10MHz时钟输入，带PLL锁相技术，16个输入通道的12位ADC，转换速率200ksps，可编程低压检测，工作电压范围2.5~5.5V，PWM输出等功能，特别适用于交流逆变控制器设计.最小系统SPWM输出控制如图7所示.

显示电路DWIN_LCD采用北京迪文公司生产的DWT80480T070触摸屏，DSP经过RS232电平转换和触摸屏相连，通讯波特率可调.DGUS屏基于GUI系统软件开发，采用直接变量驱动显示方式，所有的显示和操作都是基于预先设置好的变量配置文件来工作的.使用DGUS进行开发，实现快速开发全图形触摸屏人机界面及触摸屏输入法、弹出菜单、滑块拖动、增量调节等触摸屏交互方式和变量图标、艺术字、曲线显示、时间变量等变量显示，触摸屏触摸区域可以灵活定义，触摸显示区下传变量可以是字节、字或字符串格式，设置灵活方便.

4仿真验证

为了验证优化型SPWM调制方法在简化型单相Z源逆变器中使用的可行性，本文利用Matlab/Simlink仿真工具对优化型SPWM调制方法进行仿真验证.其仿真参数设置如下：直流电源电压40V，Z源网络电容C=1 000μF，Z源网络电感L1=L2=50μh，滤波电感L=1 000μh，滤波电容C1=220μF，阻性负载R=1Ω，载波频率为10kHz，直通占空比D=0.2，调制比M=0.65.图8为四路独立开关SPWM脉冲的仿真结果，图9为阻抗网络电容电压波形，图10为逆变器输出端电压波形，图11为逆变器输出端滤波后电压、电流波形.由图9~图11

图7　最小系统SPWM输出控制电路

图8　四路独立SPWM脉冲仿真波形

图9　阻抗网络电容电压波形

图10　逆变器输出端电压波形

图11　逆变器输出端滤波后电压、电流波形

可知，仿真结果与理论计算值相符.

5结束语

简化型Z源单相逆变器克服了传统Z源逆变器的许多不足，同时也保留了其优点，为功率逆变器的设计提供了新的有效途径.本文研究了简化型Z源单相逆变器的优化SPWM调制策略，为简化型Z源单相逆变器的深入研究提供了技术支持.

参考资料

[1]PengFZ.Z-sourceinverter[J].IEEETransactionsonIndustryApplications, 2003, 39(2): 504-510.

[2]唐荣波、侯世英、肖旭.简化型Z源并网逆变器[J].低压电器,2013(17)：47-51.

[3]PengFZ,ShenM，QianZM.MaximumboostcontroloftheZsourceinverter[C]//Proceedingsof35thAnnualIEEEPowerElectronicsSpecialistsConference.Aachen:IEEE,2004:255-260.

[4]BlaabjergE,TeodorescuR,LiserreM, et al .Overviewofcontrolandgridsynchronizationfordistributedpowergenerationsystems.[C]//IEEEIndustrialElectronicsSociety.IndustrialEkctronics,IEEETransactionsonvolume53.IEEE,2006,1 398-1 409.

[5]PengFZ,JosephA,wangJ, et al.Z-sourceinverterformotordrives[J].IEEETransactionsonPowereleetronies, 2005,220(4):857-863.

[6]张蓉.数字控制SPWM逆变器研究[D].南京：南京航空航天大学, 2006.

(编辑：郝秀清)

收稿日期：2014-06-08

作者简介：郑连锋, 男, 591371194@qq.com; 通信作者：姜吉顺, 男, jandj8@sina.com

文章编号：1672-6197(2015)01-0039-06

中图分类号：TM464

文献标志码：A

Researchonoptimizedmodulationstrategy
basedonthesimplifiedZ-sourceinverter

ZHENGLian-feng,JIANGJi-shun，SUNZhi-wei

(SchoolofElectricalandElectronicEngineering,ShandongUniversityofTechnology,Zibo255049,China)

Abstract:Based on the theoretical research of simplifing the Z-source inverter, referringtraditional single-phase SPWM modulation strategy, and using simple boost control principle of Z-source inverter,we researched the optimized SPWM modulation method, and verified the effectiveness of optimized modulation strategy by MATLAB simulation software.

Key words:Z-source inverter; impedance network; SPWM; start impact