基于惯性补偿的微网逆变器控制策略

段志尚，姜 波

（新疆大学 电气工程学院，新疆 乌鲁木齐830047）

微电网以其能对电力电子技术进行有效利用，且可灵活智能控制，而成为未来电力发展战略的重点之一.逆变器作为微网运行中不可缺少的电力电子装置，其稳定运行能极大提高微电网系统的稳定性和可靠性［1－2］.微网发电系统不仅要有并网运行的能力，还需有稳定的离网（孤岛）运行能力［3］.离网运行时，本地负载性质不同及负载突变时能否保证电压恒压恒频输出是微网逆变器控制的核心问题［4］.

目前应用较多的电压控制策略是同步旋转dq坐标系下采用PI调节器进行矢量控制［5］，这种控制策略基于动态模型，具有良好的动态、稳态性能.采用这种控制策略需要坐标定向和变换，并对有功和无功进行解耦控制，运算量大［6］.运用比例谐振（proportional resonant，简称PR）控制能够简化控制过程，也可以对输出作特定次谐波补偿［7］.但在离网运行控制中，传统PR控制器无法满足不同负载对电能的要求，当负载呈感性时，输出电压波形谐波增加，甚至无法使系统稳定.因此，对PR控制器进行研究和改进，具有现实意义.作者以新能源微网发电系统为对象，分析微网发电系统变流器的逆变部分并网与离网运行状态下的控制策略.对离网感性负载时系统出现的振荡现象，提出PR控制器结合惯性补偿的控制策略.

1 微网发电系统并网运行控制策略

微网发电系统并网结构如图1所示.太阳能电池发出的直流电能通过整流装置汇集到直流母线，由逆变器将直流电变换为频率稳定的交流电并经LC滤波器滤波后，通过并网开关与电网连接.本地负载通过公共耦合点（PCC）接入微网［8］.

并网条件下，交流侧的电压被大电网钳位，控制逆变器输出功率的实质是控制逆变器输出的电流.为减少控制延时和繁复的解耦过程，该文采用基于PR控制的SPWM调制来控制逆变器，并网PR控制结构如图2所示。

三相电压和电流经过Clark变换后得到静止α－β坐标系下电网电压uα，uβ和电流iα，iβ.将iα，iβ与给定的比较，误差经PR控制器调节，经过反Clark变换后得到SPWM控制信号.PR控制器由比例环节和广义积分环节组成.PR控制器的传递函数为

控制器传递函数在谐振频率ω0处存在谐振峰，增益无穷大，因此对于频率为ω0的信号可以实现无静差跟踪［9－11］.为了抑制谐波、尖峰等干扰，一般Ni（s）的阶数要小于分母Di（s）的阶数，否则高频段增益会激增.

2 微网发电系统离网运行控制策略

2.1 离网时逆变器模型

微电网运行于离网状态时，逆变器成为本地交流负荷的电源，负载成为逆变器输出的一个决定因素.失去电网的支撑和钳位后，系统变成自治系统.

为了保证向本地负载提供恒幅恒频的电压，需要采用电压闭环控制技术［12］，被控量从电流转换为电压.离网运行时输出电压受负载影响，本地负载若呈感性，负载中的电感会与前级LC滤波电路组成谐振电路，使输出电压谐波含量增加［13－14］，严重时系统输出变得不稳定.将逆变器滤波器与感性负载组成的谐振单元简化为T型LCL电路［15］，如图3所示.

图3中，ui，ud分别为输入和输出电压，根据基尔霍夫定律可得

由式（2）推导出的传递函数为

当Rc为0欧姆，即电容支路不串接阻尼电阻时，此时等效电路的传递函数为

其中：Li，Ld分别为滤波器和负载的电感，Cf为滤波电容.从式（4）看出，负载呈感性时，电压控制闭环中增加一个3阶环节，虚轴上就有一对低频极点，系统就会存在自然振荡.而PR控制器对低频谐振抑制能力弱，传统电压PR控制下输出电压谐波含量增加，当谐振频率接近基频时，控制器参数Kr取值要求苛刻，否则会导致输出电压波形发散.

2.2 基于惯性补偿的离网控制

借鉴逆变器输出滤波器设计中消除谐振的方法，即在滤波器电容支路串联电阻，来对滤波器的阻尼适当补偿从而抑制谐振现象.从式（3）可以看出，在滤波电容支路加入阻尼，实质上是改变了系统的开环零点，同时将极点向左半平面移动，使得系统更加稳定.应用这种方式提高系统稳定性的同时使功率消耗大，因而逆变器电能转换效率降低.为克服这个不利因素，对控制结构做出改进，控制结构如图4所示.通过在控制回路加入惯性环节，配置系统的零点和极点，达到与加入阻尼相同的效果，增强对谐振的抑制，由此改善系统动态性能.

采取惯性补偿后，滤波器与负载的传递函数变为3阶惯性系统.根据图4中的控制结构，推导出此时的滤波器的闭环传递函数变为

其中：d＝ωζCfLdLi＋2RLi，k＝R2＋2ωζCfLdR＋LiRcCf，Li为滤波器电感，R为逆变器内阻，Ld为负载中的电感，ζ为所加入惯性环节的阻尼系数，Cf为滤波电容，Rc为滤波电容等效电阻.改进后的滤波器传递函数形式与式（4）相同，调整ζ的值可以调整系统闭环零点和极点的大小，从而改善系统的性能.调整阻尼系数ζ的值可以间接调整系统阻尼，ζ取值与负载电感和系统采样频率相关.ζ越大，系统惯性越大，ζ取值太小，惯性补偿效果不明显，但取值过大，输出电压波形含大量谐波，电流电压存在相位差.

3 仿真与分析

3.1 并网控制策略仿真

将并网控制时PR控制策略用MatLab软件进行仿真.LC滤波器的参数为：L＝5mH，Cf＝47μF，直流侧电压400V，电网电压220V，初始电流给定值i＝2.0A，开关频率为10kHz，控制器参数Kp＝5，Kr＝1.2.

并网时PR调节器控制电流仿真波形如图5所示.从图5a可以看出，逆变器网侧电流幅值快速达到给定，波形正弦，电流纹波少，电流THD＝3.71%.在0.05s电流给定从初始的2A阶跃到4A后，电流调整迅速，控制效果明显.图5b中幅值大的波形为相电压波形，幅值小的波形为相电流波形.为了便于观察，已将图5b电流波形放大12倍.从图5b中可以看出电流电压同相位，功率因数接近1，当电流给定变化时，网侧电压并不受影响.由此可知，正交α－β坐标下的PR控制能够在并网条件下，较好地控制电流输出.

3.2 离网控制策略仿真

为了验证所提出的离网电压控制策略能够适应不同负载，首先考察PR控制器对未加入惯性补偿的系统在功率因数为0.85（滞后）时的控制效果；然后对加入惯性补偿的控制系统采取负载切换，即：系统带纯阻性负载启动，在0.05s时，切换至功率因数为0.85的感性负载.仿真参数为：负载电阻Rd1＝110Ω，Rd2＝110Ω，负载电感Ld2＝120mH，LC滤波电感Li＝50mH，滤波电容Cf＝47μF，相电压幅值给定u0＊＝220V，频率给定f＊＝50Hz.

图6为无惯性补偿系统负载呈感性时输出的三相电压.由图6无惯性补偿系统负载呈感性时输出的三相电压可以看出，输出电压波形有正弦趋势，但是谐波含量大且系统输出的电压振荡.在加入惯性补偿的环节中，取阻尼系数ζ＝3.5.图7为惯性补偿后负载变化时的三相电压与电流.从图7a中可以看出，t＝0.05s之前，微网系统在纯阻性负载下输出的三相电压是稳定的正弦波，幅值达到了给定的220 V，谐波含量低，电压THD＝1.16%.从图7b中可以看出，逆变器输出的电流也为稳定三相正弦波，幅值为2.1A.t＝0.05s时，投入感性负载，加入了惯性补偿的系统在负载突变时，电压出现微小波动后能迅速恢复稳定正弦波形，电压能准确跟踪给定值.可见在离网条件下，采用了惯性补偿后的PR控制策略能使逆变器稳定地向阻性负载提供可靠电能.

图8为惯性补偿后逆变器的输出功率.由图8可知，负载变化前有功功率稳定在400W左右，负载变化后在感性负载的作用下，有功功率提升至800W左右，同时无功功率从0变化至200Var左右，基本达到给定电流条件.惯性补偿环节的加入使得系统能在感性负载时稳定，逆变器同时输出有功功率和无功功率，在感性负载投入的瞬间，功率变化比较平滑.

4 结束语

作者对微网逆变器的并网运行和离网运行两种模式的比例谐振控制策略进行了分析.针对离网模式感性负载情况下控制器控制效果不理想的问题，提出了采用惯性补偿的控制策略来弥补PR控制器的不足.仿真结果表明所设计控制系统具有较好的动态性能和稳态性能.

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