基于交错反激光伏微逆的无功与谐波补偿

陈川瑞，牟龙华，朱国锋

（同济大学 电子与信息工程学院，上海 201804）

0 引言

传统能源的短缺与环境问题日益严峻，调整能源结构与开发新能源势在必行。以光伏发电为代表的分布式新能源作为可再生能源正逐渐被大量研究和推广。并网逆变器作为光伏发电系统的核心部件，其结构与控制策略对提高系统效率、改善入网电流品质至关重要。目前光伏发电系统中最常见的集中型并网逆变器存在因局部阴影影响支路整体出力的问题，而微型逆变器以单个太阳能模块为对象，在面板级实现最大功率点MPP（Maximum Power Point）的跟踪，大幅提高了系统抗局部阴影的能力；而且其无母线的结构形式降低了系统成本，提高了灵活性，逐渐被广泛应用于分布式光伏发电系统中［1-5］。

文献［6］对光伏发电系统中常规微型逆变器拓扑结构及其优缺点进行了详细分析与阐述，反激式微型逆变器具有结构简单、电气隔离、输入电压变化范围大等优势。交错双反激微型逆变器可以增加系统功率等级，减少各路开关管电流应力和损耗，提高能量变换效率，减少电流纹波以提高入网电流的品质［7-8］。

目前电力系统的电网和负荷发生了新的变化，大量非线性和冲击性负载被推广使用，所引起的谐波与无功电流对公共电网的污染日益严重［9-11］。常规处理装置有有源滤波器、电能质量调节器等，但主要针对三相系统，且应用成本较高，经济性较低。通常光伏并网发电装置只能在白天工作，晚上离网，这种运行模式下设备利用率低，且频繁投切对电网稳定性造成影响。如果能在光伏并网系统中加入电能质量处理功能，实现系统向电网注入有功电流的同时能对负载无功与谐波电流进行适度补偿，就可以显著提高光伏并网系统的利用率。

在光伏并网发电的多功能应用方面，文献［12-14］和文献［15-16］分别介绍了光伏微型逆变器并网系统和单相有源电力滤波器的新型拓扑结构与控制策略；文献［17］对光伏并网与无功补偿统一控制策略进行了研究，但并没有提及谐波补偿问题；文献［18-22］提出了一种既能够并网发电，又具备无功补偿和谐波滤除功能的光伏并网及电能质量控制系统。上述研究成果主要侧重于集中式的光伏并网结构，对于以光伏微型逆变器并网发电为供电方式的单相低压供电网络和微网系统并不适合。

本文暂不考虑系统的孤岛效应，设计了一种针对单块太阳能电池板的交错双反激微型逆变器，并在系统具有较高效率和输出电流品质的基础上加入谐波滤除和无功补偿的功能。

1 系统结构

基于交错双反激拓扑结构的光伏微型逆变器及无功谐波补偿复合控制系统的控制原理如图1所示。系统由单一光伏板、旁流二极管VDin、功率解耦电容Cin、交错双反激变换器、工频全桥极性变换电路及C-L滤波器组成。光伏组件端接入解耦大电容，为系统输入端恒定功率与输出端脉动功率之间的功率解耦提供路径。旁流二极管保证光伏组件正常工作，防止夜间反向电流。交错双反激变换器由变压器（T2/T1）、主开关管（VTpri1/VTpri2）、箝位开关管（VTclamp1/VTclamp2）、箝位电容（Cclamp1/Cclamp2）、二极管（VDsec1/VDsec2）组成。交错双反激变换器通过SPWM波调制方式将光伏组件输出的直流电变换为2倍电网频率的正弦半波电流，再通过由开关管 VT1、VT2、VT3、VT4组成的工频全桥极性变换电路转换成与电网同频率、同相位的交流电流，经C－L滤波器注入并网。反激型高频变压器实现系统光伏侧与电网侧的电气隔离。

图1 微型逆变器及无功谐波补偿复合控制系统结构原理图Fig.1 Schematic diagram of micro-inverter and reactive and harmonic compensation system

系统最大功率点跟踪MPPT（Maximum Power Point Tracking）算法保证单块光伏组件迅速工作在最大功率点，生成入网有功电流指令；无功与谐波检测算法模块获取负载电流中的无功与谐波电流信号，计算补偿电流指令；系统将上述2类电流指令合成统一控制交错双反激变换器，实现了在同一光伏并网装置上输出有功电流的同时，也具有无功和谐波补偿功能。

2 交错双反激变换器工作原理

交错双反激变换器工作于不连续导通模式DCM（Discontinuous Conduction Mode）下，其控制策略设计简单、灵活性强，变压器体积较小，且不存在二极管反向恢复问题，此时逆变器表现为电流源，不需要接入大的并网电抗［23］。以第一路反激变换器为例，其主要工作过程波形如图2所示，对其三角波Utrig进行180°相移即得到第二路反激变换器的载波信号。图中为指令电流；Ud.pri1和Ud.clamp1分别为主开关管和箝位开关管的开断信号；ipri1和isec1分别为变压器T1原、副边电流，Ipri1.peak和Isec1.peak为其电流峰值；uspri1为主开关管VTpri1源漏极之间的电压，UTR为其正常工作额定电压。

由反激变换器工作于DCM下的特性可知，开关管导通时变压器原边电流线性上升，副边电流需要在下一个开关周期到来之前减小到零，根据变压器磁通在一个开关周期内连续的特点可得：

其中，uin和ugrid分别为变换器输入端解耦电容上的电压和电网电压，在一个开关周期内可视为恒定值；ton和toff_1分别为主开关管开通时间和主开关管关断后变压器副边绕组电流下降到零的时间；N1和N2分别为变压器原、副边绕组匝数。

图2 微型逆变器工作波形Fig.2 Operational waveforms of micro-inverter

定义变压器升压系数μ和匝比系数N为：

由式（1）—（3）可以保证系统全工作范围内都处于DCM下，即得到变换器在最小输入电压与最大电网电压条件下主开关管工作的最大占空比Dmax：其中，toff为主开关管关断时间。可知在最小输入电压和最大电网电压处上式满足，即可保证系统在整个工作范围内工作于DCM。

在一个开关周期Ts内，主开关管VTpril导通时，反激变压器T1原边电流ipri1（t）线性增加。此时，副边二极管VDsec1反向截止，输出电容Cf向负载继续提供电流。

其中，Lm1为变压器T1的原边激磁电感；Uin为开关周期内系统的输入电压，可视为恒定值。

原边开关管在导通结束时，该开关周期内变压器原边电流达到峰值Ipri1.peak：

主开关管关断时，存储于激磁电感中的能量传递到二次侧，副边二极管VDsec1正向导通，二次侧电流 isec1（t）线性减小：

其中，Ugrid为开关周期内的电网电压，可视为恒定值；Ls1为变压器T1的二次侧绕组电感；Isec1.peak为该开关周期内变压器副边绕组的峰值电流，其与原边峰值电流满足式（8）的关系。

副边电流下降时间toff_1由式（7）计算得：

副边绕组开关周期内平均电流Isec1表示为：

将式（6）、（8）、（9）代入式（10）中可以得到副边平均电流与占空比D的关系：

反激变换器增加箝位开关VTclamp1与箝位电容Cclamp1构成有源箝位电路，降低主开关管VTpri1上由于变压器T1一次侧漏感Lk1和主开关管输出电容Ccoss1之间谐振引起的尖峰电压uspike1。主开关管VTpri1源漏极之间的电压uspri1为输入电压uin、输出电压ugrid折算到一次侧原边的电压ugirdN和尖峰电压uspike1之和［24］，由式（12）确定：

3 系统控制策略

3.1 系统整体控制策略

系统整体控制策略如图3所示，由MPPT、无功与谐波电流检测、输出电流跟踪、正弦脉宽调制（SPWM）等模块组成。MPPT采用变步长观察扰动算法，使单块光伏组件以最快速度工作在最大功率点，获取光伏组件最大功率输出时的有功直流指令锁相环（PLL）用以检测电网电压相角、幅值和频率。有功直流指令与PLL输出相位信号合成并网有功电流指令无功与谐波电流检测模块获取负载电流iload的无功与谐波电流指令有功电流指令与无功谐波电流指令合成系统输出电流指令i*ref，经比例-积分（PI）控制环节实现对输出电流iac快速跟踪，产生2路反激变换器主开关管（VTpri1/VTpri2）和有源箝位开关管（VTclamp1/VTclamp2）的控制信号。同时，根据PLL相位信号触发工频全桥极性变换电路上下桥臂开关管带互补时间导通，将变换器输出的电流注入电网。

图3 系统控制策略Fig.3 Block diagram of system control strategy

3.2 有功电流指令获取

基于变步长扰动观察 VS-P&O（Variable Step Perturbation and Observation）的MPPT算法用于获取系统向电网注入有功功率的电流指令系统启动初期，采样光伏开路电压，并乘以经验比例值获取启动基准，加快开机速度；当光伏组件光照或温度变化较大时，系统加大扰动步长，快速跟踪外界环境变化，提高动态响应速度；当光伏组件工作接近于最大功率点时，减少扰动步长以降低功率跟踪振荡，提高系统稳定性［25］。MPPT算法获取系统工作参考值，经PI调节器生成稳定的有功直流参考信号结合PLL获取的电网相位信号得到系统输出有功功率的电流指令信号

3.3 无功与谐波检测算法

传统单相电路无功与谐波电流检测方法是以三相电路瞬时功率理论为依据，对单相电流移相构建虚拟三相电流，通过p-q法或ip-iq法演算求得三相无功与谐波电流，最后变换为单相无功与谐波电流。这种算法结构复杂，实时性较差，且计算量大，对控制器有较高的运算要求。本文在三相瞬时功率理论的基础上提出一种基于单相电路瞬时功率理论的无功与谐波电流检测算法［26-27］。

负载电流 iload（t）可以表示为：

对基波电流进行分解可得：

其中，i1p（t）和 i1q（t）分别为基波有功电流和无功电流；ih（t）为谐波电流；I1和 In分别为基波电流和 n次谐波电流的幅值；φ1和φn分别为基波电流和n次谐波电流的相位。

对电流iload（t）时延T/4工频周期单位，相当于基波电流相移π/2，再对其进行如下变换：

式（17）中存在一个直流分量和3次以上的谐波分量，采用截止频率低于3倍基波频率的低通滤波器（LPF）提取单相电流中的基波有功电流分量，乘以PLL 相位信号 sin（ωt），即可得瞬时基波有功电流 i1p（t）。

算法框图如图4所示，其中PLL用以产生与电网电压信号同相位的正弦信号；LPF用以获取电流分量中的基波有功与无功电流幅值；K为基波无功电流开关，K断开时同时检测无功与谐波电流，K闭合时只检测谐波电流。电流iload（t）减去基波有功电流i1p（t）即可获取需要补偿的电流指令同理可以算得瞬时基波无功电流i1q（t）。

图4 单相无功与谐波电流计算框图Fig.4 Block diagram of single-phase reactive and harmonic current calculation

4 仿真与实验

针对本文所提出的光伏微型逆变器及电能质量控制系统，为了验证其理论的正确性，利用PSIM对其进行仿真与分析。仿真系统模型结构如图1所示，微型逆变器电路设计关键参数如下：额定变换功率200 W，输入电压25～48 V，输出电压幅值311 V，输出电压频率50Hz，开关频率50kHz，输入解耦电容12 mF，变压器激磁电感 48 μH，变压器漏感 0.12 μH，输出滤波电感3 mH，输出滤波电容0.05 μF，变压器匝比6，箝位电容8 μF。负载采用单相整流桥。

图5为系统正常并网下的仿真波形。系统只向电网注入有功功率，交错反激变压器T1/T2的原副边电流ipri1/ipri2和isec1/isec2呈正弦半波包络线，通过工频全桥极性变换电路和C-L滤波器向电网注入正弦电流iac，其功率因数为1。若取开关管输出电容Ccoss为300 pF，由式（12）所得 uspri1/uspri2幅值为 147.2 V。

图5 系统并网仿真波形Fig.5 Simulative waveforms of system grid-connection

图6为系统在开关周期内的仿真波形。主开关管VTpri1/VTpri2开通时变压器T1/T2原边电流ipri1/ipri2由式（5）确定，线性增加；关断时副边电流isec1/isec2由式（7）确定，线性减小。在下一个开通周期来临之前，有源箝位开关管VTclamp1/VTclamp2以较短时间导通，有源箝位电容电流iclamp1/iclamp2瞬间增大，一次侧漏感中的能量继续向变压器T1/T2二次侧传递，二次侧电流isec1/isec2由零继续增大，同时降低了主开关管源漏极之间的电压uspri1/uspri2。

图6 系统并网开关周期内仿真波形Fig.6 Simulative waveforms of system grid-connection for a switching period

引入谐波治理和无功补偿功能的光伏微型逆变器主要应用于单相低压家用供电网络和小型微网系统中。系统负载由整流桥、电容、电感和电阻组成，为更好验证系统在极端情况下也能具备较好的谐波治理和无功补偿效果，增加谐波源中的感性负载比重，具体参数为电容 47 μF、电感 100 mH、电阻 5 Ω。在无补偿效果前，电网向负载提供所有谐波和无功电流分量。系统在向电网注入有功功率的同时也对负载电流进行无功与谐波补偿，图7为负载电流iload、系统输出电流iac和电网电流igrid波形。iload等于iac和igrid之和，系统输出有功承担部分负荷功耗，电网只向负载提供一小部分有功电流。图8为经复合控制系统治理后的电网电流和电压，功率因数接近1。

为评价微型逆变器及无功谐波补偿复合控制系统电能质量调节效果，分别对补偿前后的电网电流进行傅里叶分析，电流幅值频谱如图9、图10所示。经FFT分析，补偿前电流的THD为47.52%，补偿后电流的THD为4.31%。显然，补偿后电网电流得到了极大的改善。

图7 负载电流、系统输出电流和电网电流Fig.7 Waveform of load current，system output current and grid current

图8 复合控制系统补偿后电网电压和电流波形Fig.8 Waveform of compensated grid current and voltage

图9 治理前电网电流幅值频谱Fig.9 Grid current spectrum before compensation

图10 治理后电网电流幅值频谱Fig.10 Grid current spectrum after compensation

搭建一台200 W的实验样机对系统进行验证。样机运行参数同仿真系统，选用单块太阳能电池板STP195S-24，原边开关管为IRFS4321（输出电容Ccoss为390 pF），箝位开关管为SI7115DN，全桥开关管为 17N80，副边整流二极管为R8120S3S，使用TMS30F28335作为主控制芯片。

图11为正常并网时系统输出电流iac（有效值0.81 A）与电网电压ugrid的关系，两者相位相同，系统处于正常并网发电状态。ipri1为系统在SPWM控制下的第一路反激变压器一次侧电流，呈正弦半波包络线。

图11 并网光伏发电实验结果Fig.11 Experimental results of grid-connected PV power generation system

图12为系统同时进行光伏并网发电和无功谐波补偿的实验波形。谐波源由电子负载模拟产生。配置微型逆变器和无功谐波补偿复合控制系统输出负载的1/4有功功率（50 W）和补偿所有无功谐波分量。iac为系统输出电流；igrid为补偿后的电网电流，经系统补偿负载无功谐波分量后呈较规则正弦波。

图12 光伏发电和电流补偿实验结果Fig.12 Experimental results of grid-connected PV power generation system with current compensation

5 结论

反激型光伏微型逆变器和单相电流型有源滤波器在结构上具有类似特征，基于两者拓扑结构和控制策略，提出了一种同时具备光伏并网发电、无功和谐波补偿功能的单相小功率双反激型光伏微型逆变器及无功和谐波补偿复合控制系统，拓展了微型逆变器的应用平台。论文给出了系统的工作过程及控制策略，仿真和实验结果验证了该方案的可行性。

基于光伏微型逆变器的无功和谐波复合控制系统可用于构建分布式电能质量监控与调节系统，可在单相低压供电网络或微网中形成一个无功谐波群控网络，为其谐波治理与无功补偿提供了新颖的实现手段和方法，具有很好的工程应用前景。