单向混合三相电压型整流器技术

王久和 张巧杰 宋志宏

单向混合三相电压型整流器技术

王久和1张巧杰1宋志宏2

（1. 北京信息科技大学自动化学院 北京 100192 2. 机械工业信息研究院 北京 100037）

为满足工业对整流器的综合性能要求，尤其是对效率、功率密度的要求，国外学者开始了单向混合三相电压型整流器（UHTPVSR）的研究。为促进UHTPVSR的研究，本文对国外不同类型的UHTPVSR进行了分析，指出了存在的诸多不足，提出了应该解决的关键问题，为我国进行UHTPVSR研究作为参考。

混合整流器 电流畸变 功率合理分配 综合性能

1 引言

在电力电子器件定额有限的情况下，为增大电力电子装置的容量，一种方法是采用器件串联或并联的形式满足高电压或大电流的要求，这就需均压或均流控制措施；另一种方法是采用同结构同工作模式的装置串或并联为一负载供电。由于每个器件或装置必须均分所带的负载且电压或电流也必须均分，一旦不均分就会造成器件或装置损坏。为克服上述问题，提高电力电子装置的可靠性、效率、功率密度等，本世纪初国外学者提出了单向混合三相整流器的概念。混合三相整流器有三种类型，一是由串联APF（active power filter）和并联PF（passive filter）组成的三相混合整流器[1]；二是由开关电流注入装置组成的三相混合整流器[2]；三是由两个不同结构和工作频率整流器组成。对于类型一需大容量的无源器件，并对直流电压无控制作用；类型二在三相电源电压出现轻微不平衡就会降低混合整流器的可靠性；因此，国外学者主要研究类型三。类型三的单向混合三相电压型整流器（Unidirectional Hybrid Three Phase Voltage Source Rectifier, UHTPVSR）是由工作在不同拓扑结构和工作频率的整流器A、B并联组成，共为同一负载供电，如图1所示。整流器A、B的输入电流合成为与电网电压同步的正弦电流。整流器A一般由三相二极管桥整流器和Boost型DC-DC变换器组成单开关三相整流器（Single Switch Three Phase Rectifier，SSTPR），负担大部分负载功率；整流器B为工作于高频的三相电压型PWM整流器（Three Phase Voltage Source PWM Rectifier，TPVSPWMR），负担小部分负载功率[3]；同时，由于负载功率由原来的一个整流器变为两个整流器负担，可减少器件定额和损失，进而提高效率和功率密度。因此，UHTPVSR可获得期望的综合性能，成为新的研究热点。

图1 UHTPVSR的组成Fig.1 Composition of UHTPVSR

UHTPVSR在国内尚未开始系统的研究，为促进国内UHTPVSR的研究，本文对国外不同类型的UHTPVSR结构、电流畸变、功率分配、综合性能及控制策略进行了分析，指出了存在的不足和应解决的关键问题。

2 国外UHTPVSR类型

2.1SSTPR和单向两电平TPVSPWMR组成的UHTPVSR

由SSTPR和TPVSPWMR并联形成的HTPUVSR是目前国外研究的主要拓扑结构，如图2所示。为实现SSTPR和TPVSPWMR流入负载电流与流回电流相等，将Boost型DC-DC变换器的电感器和二极管上下对称设置。SSTPR（整流器A）与两电平单向Y开关PWM型整流器（整流器B）组成的UHTPVSR[4-5]如图2a所示；SSTPR功率为Pd，两电平单向Y开关PWM型整流器功率为Pa，负载功率为Po，要求Pd/Po＜0.522或Pa/Po＞0.488，若不满足上述功率分配关系，合成的交流电流就会出现较大的畸变；采用直流电压外环、电流内环控制结构。SSTPR（整流器A）与两电平单向△开关PWM型整流器（整流器B）组成的UHTPVSR[6-7]如图2b所示，功率分配要求为Pd/Po＞0.43。

文献[7]通过对SSTPR和三相两电平△开关PWM型整流器组成的HTPUVSR的综合性能进行了仿真分析和5kW样机实验研究，结果表明，混合整流器具有鲁棒性好、高效率、结构简单、低交流电流谐波、高功率因数及总芯片面积小的特点。

图2 SSTPR和两电平单向开关PWM整流器组成的HTPUVSRFig.2 HTPUVSR composed by SSTPR and two level unidirectional PWM rectifier

2.2SSTPR和单向三电平TPVSPWMR组成的UHTPVSR

SSTPR和单向三电平T型整流器组成的UHTPVSR[7-8]如图3a所示，若以o为参考点，以a相为例，当Sa关断时，电流为正时ura为高电平uC1，电流为负时ura为低电平-uC2，当Sa导通时，ura为0。由于Vienna型整流器除具有优点（低的开关频率数、高效率、低电压应力）外，具有功率密度高、输入电流正弦化、电压不平衡及缺相条件下仍然可以工作、电感体积小等优点[9]，则Vienna型整流器用作TPVSPWMR。SSTPR和六开关Vienna型整流器组成的UHTPVSR拓扑结构如图3b所示。

图3 SSTPR和单向三电平TPVSPWMR组成的UHTPVSRFig.3 UHTPVSR composed by SSTPR and three level unidirectional TPVSPWMR

国外对基于Vienna型整流器的UHTPVSR处于初步研究阶段，无实验样机研制成功；文献[7]通过对采用Vienna型整流器组成UHTPVSR进行了初步研究，结果表明在相同的频率下混合Vienna型整流器具有最高的效率。由于Vienna型整流器结构的特殊性，国内外学者主要集中在控制策略研究上[7,10-11]；上述文献的控制策略采用PI控制器、单周期控制方案、反馈线性化控制器，从不同角度提高了Vienna型整流器控制性能，但没有全面提高整流器控制性能。

2.3SSTPR和两电平双向TPVSPWMR组成的UHTPVSR

当整流器B由两电平双向六开关PWM整流器实现时，UHTPVSR的功率可正可负，其拓扑结构[12]如图4所示。由于整流器B采用电压型PWM整流器，其输入电流可与输入电压反向，在任意功率分配的情况下可获得高功率因数，也不受整流器A和整流器B的波形限制。若整流器A负担全部负载功率，混合整流器工作于并联型有源电力滤波器，能够补偿电流谐波，并在高功率因数情况下运行。

图4 SSTPR和两电平双向TPVSPWMR组成的UHTPVSRFig.4 UHTPVSR composed by SSTPR and two-level bidirectional TPVSPWMR

2.4TPVSR和单相单开关电压型PWM整流器组成的UHTPVSR

为实现更灵活的拓扑结构，国外学者利用三相电压型整流器（Three Phase Voltage Source Rectifier, TPVSR）A与三个单相单开关电压型PWM整流器（整流器B）组成UHTPVSR[13-14]如图5所示。文献[13]提出的UHTPVSR可获得接近1的功率因数，且并联的单相单开关电压型PWM整流器功率仅是总功率的一部分；因此，该拓扑结构适于大功率场合。文献[14]建立了UHTPVSR的数学模型，并基于TPVSR与三个单相单开关电压型PWM整流器输入电流的平均值确定功率分配比；为减少UHTPVSR的交流电流谐波及电源电压跌落时穿越能力，在TPVSR与负载之间增加一级Boost型DC-DC变换器。

图5 TPVSR和单相单开关电压型PWM整流器组成的UHTPVSRFig.5 UHTPVSR composed by TPVSR and single phasesingle switch voltage source PWM rectifier

3 国外UHTPVSR技术现状

3.1UHTPVSR电流波形

现有的国外UHTPVSR中，无论是那种类型，UHTPVSR的期望电流iar（以a相为例，下同）、整流器A期望输入电流idar、整流器B期望输入电流iaar及SSTPR中二极管整流桥直流侧期望电流idr有两种情况[4-7]:①整流器A中a相输入电流为矩形波，如图6a所示；②整流器A中a相输入电流为脉动波，如图6b所示；无论哪种情况均满足iar=idar+iaar，且功率pa=uaiar＞0，保证功率单向流动。

3.2UHTPVSR功率分配

对于图6a所示电流波形，经分析[7]可得

式中，Pd为整流器A功率；Pa为整流器B功率；Po为UHTPVSR输出功率。

图6 UHTPVSR期望输入电流iar、idar及iaarFig.6 Desired input current iar, idarand iaarof UHTPVSR

按式（1）进行的负载功率分配由增益k1和k2保证，k1和k2满足

式中，k1为整流器A功率分配增益；k2为整流器B功率分配增益。

对于图6b所示电流波形，经分析[7]可得

按式（3）进行的负载功率分配由增益k1和k2保证，k1和k2满足

比较式（1）和式（3）可知，图6b所示电流波形对应Pd比图6a所示电流波形对应的Pd大，增大了整流器A的功率，其原因是期间的idar大所致。

3.3UHTPVSR控制结构

UHTPVSR控制结构一般采用直流电压外环、电流（idc）内环控制方案[7,15-16]和采用PR控制器的多环控制结构[17]。Boost型DC-DC变换器控制结构均采用图7所示的结构，采用直流电压外环，电压控制器Gu(s)为整流器A和B共用，其输出uD，电流内环期望值idr=k2kmuDupn，电流期望值波形如图6b所示，图中uDCR为输出电压期望值，k2为整流器A功率分配系数，km为整流器A直流侧电压增益；电流内环控制器为Gi(s)。

图7 Boost型DC/DC变换器控制结构Fig.7 Control structure of Boost DC-DC converter

整流器B根据其结构不同，控制结构也不同。对于整流器B采用两电平单向△开关PWM整流器控制结构如图8a所示，内环电流期望值ijr=g1uj（j=a,b,c），g1为参考电导，由电压控制器Gu(s)输出uD和功率分配系数k1确定；内环电流控制器为Gj(s)（j=a,b,c）。控制器Gj(s)的输出连同电源电压前馈信号一起产生所需的变换器相电压信号；随后，把相电压信号转换成线电压信号。为提高△开关PWM整流器的效率，PWM信号由来自电源电压的钳位信号的引导。导致的钳位作用遍布所有的60°空间矢量扇区，如下表所示，表中“1”表示相应的有源开关导通，“0”表示相应的有源开关关断，PWM表示晶体管由电流控制器调制。

表 具有钳位作用的△开关PWM信号Tab. Delta-switch PWM signals with the required clamping actions

对于采用单向三电平T型整流器和六开关Vienna型整流器控制结构如图8b所示。与图8a不同的是前馈三次谐波信号和中性点电压平衡控制加到主控制环中，并利用两个独立的PWM信号控制开关器件，其调制策略在电源电压正、负半周期内自然地包括钳位作用。

图8 整流器B控制结构Fig.8 Control structure of rectifier B

3.4UHTPVSR性能

UHTPVSR的性能体现在效率高、芯片面积小、功率密度及可靠性高。对于Po=10kW，电源电压有效值U=230V，频率为50Hz，UDC=800V；英飞凌IGBTs600-VIKW30N60T和1200-VIKW25T120。在5～50kHz开关频率情况下不同整流器半导体效率比较如图9所示，混合整流器效率高，非混合整流器效率低，混合Vienna整流器（见图3b）效率最高，△开关PWM整流器效率最低。由于混合整流器效率高、加之器件定额体积小、散热器小及器件的合理布置，功率密度会增高。图10示出了不同整流器所用芯片面积比较，由图可以看出，开关频率越高，整流器所需的总芯片面积就越大；在相同开关频率，混合整流器的芯片面积小于非混合整流器所需芯片面积。混合整流器导致器件数及其外部电路（如IGBT驱动器）数增加；然而，对于高频情况下，半导体的总造价明显变低。

图9 不同整流器半导体效率比较Fig.9 Pure semiconductor efficiency comparison between the different rectifiers

图10 不同整流器芯片面积比较Fig.10 Chip area comparison between the different rectifiers

4 国外UHTPVSR存在的问题

经对国外有关UHTPVSR文献的分析和研究，认为现行UHTPVSR有如下问题。

4.1UHTPVSR输入电流畸变问题

UHTPVSR输入电流为整流器A和整流器B的输入电流合成，如以a相为例，期望电流为iar=idar+iaar，如图6所示。由于idar出现了突变，必然导致iaar突变，在实际工程中由于整流器B网侧滤波电感器的存在，必导致输入滤波电感器出现大电压，使合成的UHTPVSR输入电流畸变、产生电磁干扰。对于图6a，在π/6、5π/6或7π/6、11π/6处受到干扰，图11所示为仿真情况（实际情况会更不理想[3-16]），由图11可以看出，输入电流畸变的出现，既降低了电流波形质量，又产生了电磁干扰。

图11 UHTPVSR输入电流Fig.11 Input current of UHTPVSR

4.2SSTPR与并联的电压型PWM整流器功率分配

为提高效率，期望SSTPR分担更多的负载功率，如何进行功率分配？没有一个明确的分配依据。多个国外文献功率分配原则不同，对于单向UHTPVSR只是根据功率为正值（功率单向传输）确定功率分配。因此，需要对负载功率进行有效分配。同时，若SSTPR分担多的负载功率，由于没有采用软切换，Boost变换器的开关损失及负担的功率大，限制了SSTPR分担多的负载功率，对提高UHTPVSR效率不利。若采用现行的软开关技术[18]，会导致Boost变换器结构复杂，增加附加损失；因此，具有结构简单的低损失Boost变换器也是急于解决的问题。

4.3UHTPVSR的控制

由于现行的UHTPVSR采用PI控制器的多环控制结构[7]和采用PR控制器的多环控制结构[17]，由于UHTPVSR为非线性系统，上述基于线性模型的PI或PR控制器，不能对非线性对象进行有效控制，跟踪突变电流能力差，导致控制器的参数调节难度大，继而影响UHTPVSR的性能。

4.4性能指标之间矛盾

由于UHTPVSR的效率、功率密度、开关频率等指标之间存在矛盾。若为减少无源器件（L、C）定额，就需提高开关频率；开关频率的提高，就会增加开关损失，器件发热，需散热器（又增加了附加损失）；导致效率和功率密度的降低。为处理效率、功率密度、开关频率等指标之间的矛盾，文献[19]研究了两电平PWM整流器效率、功率密度、开关频率评价方法、文献[20]通过建立元器件的成本模型研究了基于成本为优化目标的方法、文献[21]提出基于NSGA-II算法的变换器效率、尺寸及成本折中方案。但对如何处理元器件参数与UHTPVSR指标之间的关系及解决指标之间存在矛盾的方案至今没见报道，急需进行研究。

5 UHTPVSR应解决关键问题

5.1HTPUVSR输入电流正弦化

在负载功率及其电压已知的情况下，根据三相交流电压u及交、直流侧功率平衡，就能获得期望的与三相交流电压同步的HTPUVSR正弦交流电流，期望的交流电流为整流器A和B的输入电流之和。以a相为例，即iar=idar+iaar（iar、idar及iaar分别为HTPUVSR、整流器A及B的期望相电流）。对于现行的HTPUVSR，由于整流器A的期望输入电流具有突变性，必导致整流器B期望电流具有突变性，则整流器B无法跟踪具有突变性期望的电流；即使能够快速跟踪，也会使HTPUVSR输入电流产生畸变（见图11）。因此，在HTPUVSR期望正弦交流电流已知的情况下，不能采用具有突变性期望电流，则探索连续（电流变化率不大）期望电流的设定问题是实现HTPUVSR正弦化首要解决的问题。

5.2HTPUVSR功率合理分配

为提高UHTPVSR效率，必须对负载功率在整流器A和B之间进行合理分配。整流器A为二极管整流器和单管Boost变换器构成，整流器B为电压型PWM整流器，只要解决好单管Boost变换器软切换问题，减少其损失，期望整流器A就可承担较多的负载功率，期望整流器B承担较少的负载功率。在保证交流侧单位功率因数、交流电流低THD的情况下，必须确定功率分配原则，优化整流器A和B的功率分配，提高UHTPVSR效率。

5.3HTPUVSR的混合无源控制器

由于HTPUVSR的被控量（如输入电流、输出电压）都与能量相关，在参数（如L、C）一定的情况下，被控量控制问题实质是能量控制问题。对此，可采用无源控制理论研究HTPUVSR的无源控制器[22]，可实现HTPUVSR的本质控制。无源控制器中的阻尼注入是决定UHTPVSR快速跟踪期望的重要参数，理论上讲阻尼注入越大跟踪速度越快；但实际上跟踪速度还要受系统参数的制约，尤其是跟踪快速变化的期望值。因此，确定合适的阻尼注入成为设计无源控制器的关键。另外，由于整流器UHTPVSR为欠驱动系统（控制量少于被控量），在无源控制器保证HTPUVSR稳定的情况下，采用其它控制策略对多余的被控量施加控制（混合控制），也是需要解决的问题。

5.4HTPUVSR最优综合性能指标

UHTPVSR的效率、功率密度、开关频率、单位功率因数、低交流电流谐波与整流器的拓扑结构、开关器件、无源器件参数及开关频率紧密相关，效率、功率密度、开关频率等指标之间又存在矛盾；因此，在设定的UHTPVSR拓扑结构基础上，需对元器件参数进行优化，获得最优的综合性能指标。为获得UHTPVSR优秀综合性能指标，在考虑效率、功率密度、单位功率因数、THD、开关频率及恒定直流输出电压的期望值基础上，可采用粒子群优化PSO（particle swarm optimization）进行多目标性能指标优化。

6 结语

由于UHTPVSR除能满足电能质量要求外，还具有效率高、功率密度大等有特点，成为国外学者的一个研究热点。为促进我国UHTPVSR的研究，本文对国外UHTPVSR的拓扑结构、控制结构及性能进行了论述及分析，指出了在输入电流波形、功率分配、控制结构及综合性能方面存在的不足，并提出了相应的要解决的关键技术问题及建议（如研究无突变电流设定、混合无源控制及利用粒子群进行多目标优化）。期望本文对研究UHTPVSR的我国学者有所脾益。

[1] Dimitrie Alexa, Adriana Sîrbu, Irinel Valentin Pletea, et al. Hybrid rectifier with near-sinusoidal input currents[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2012, 59(7)： 2947-2958.

[2] Janković M, Darijević M, Pejović P, et al. Hybrid three-phase rectifier with switched current injection device[C]. 15th International Power Electronics and Motion Control Conference, EPE-PEMC 2012 ECCE Europe, Novi Sad, 2012.

[3] Ricardo Luiz Alves, Ivo Barbi. A new hybrid high power factor three phase unidirectional rectifier[C]. 2006 IEEE International Symposium on Industrial Electronics, Montreal, Quebec, Canada, 2006.

[4] Alves R L, Barbi I. Analysis and implementation of a hybrid high-power-factor three-phase unidirectional rectifier[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 24(3)： 632-640.

[5] Ricardo Luiz Alves, Carlos Henrique Illa Font, Ivo Barbi. Novel unidirectional hybrid three phase rectifier system employing boost topology[C]. IEEE 36th Power Electronics Specialists Conference, Recife, Brazil, 2005.

[6] Soeiro T, Friedli T, Hartmann M, et al. New unidirectional hybrid delta-switch rectifier[C]. Proceedings of the 37th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, Melbourne, Australia, 2011.

[7] Soeiro Thiago B, Kolar Johann W. Analysis of highefficiency three-phase two-and three-level unidirectional hybrid rectifiers[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2013, 60(9)： 3589-3601.

[8] Johann Walter Kolar, Per Ranstad, Jögen Linner. Hybrid rectifier and method of operating a hybrid rectifier[P]. European Patent Application(EP2590310 A1), 2013.

[9] Zhang Ming, Hang Lijun, Yao Wenxi. A novel strategy for three-phase/switch/level(Vienna) rectifier under severe unbalanced grids[J]. Transactions on Industrial Electronics, 2013, 60(10)： 4243-4252.

[10] 韦徵, 陈新, 樊轶, 等. 单周期控制的三相三电平VIENNA整流器输出中点电位分析及控制方法研究[J]. 中国电机工程学报, 2013, 33(15)： 29-37.

Wei Zheng, Chen Xin, Fan Yi, et al. Study and analysis of neutral-point potential and control methods for onecycle controlled three-phase three-level VIENNA rectifiers[J]. Proceedings of the CSEE, 2013, 33(15)：29-37.

[11] Ansari R, Feyzi M R, Akbari Hamed K, et al.Input-output linearization of a fourth-order inputaffine system describing the evolution of a threephase/switch/level(Vienna) rectifier[J]. IET Power Electron., 2011, 4(8)： 867-883.

[12] Carlos Henrique Illa Font, Ivo Barbi. A new high power factor bidirectional hybrid three-phase rectifier [C]. 21st Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC '06), Dallas, USA, 2006.

[13] Admarço Vieira Costa, Danillo Borges Rodrigues, Gustavo Brito de Lima, et al. New hybrid high-power rectifier with reduced THDI and voltage-sag ridethrough capability using boost converter[J]. IEEE Transactions on Industrial Applications, 2013, 49(6)：2421-2436.

[14] Danillo B. Rodrigues, Admarco V. Costa, Gustavo Brito Lima, et al. DSP-based implementation of control strategy for sinusoidal input line current imposition for a hybrid three-phase rectifier[J]. IEEE Transactions on Industrial Informatics, 2013, 9(4)： 1947-1963.

[15] Rajan G T S, Rajan C C A. Input stage improved power factor of three phase diode rectifier using hybrid unidirectional rectifier[C]. 2011 International Conference on Nanoscience, Engineering and Technology (ICONSET), Chennai, India, 2011： 589-592.

[16] Ankusha Biradar, Nagabhushan Patil. Implementation of a hybrid high power factor three-phase unidirectional rectifier[J]. International Journal of Innovative Technology and Exploring Engineering, 2013, 2(4)：203-206.

[17] Bai Long, Wang Deqiang, Zhou Yuanjun. Study on the current control strategy of hybrid rectifier based on the PR controller[C]. International Conference on Electrical Machines and Systems(ICEMS), Busan, Korea(South), 2013： 1693-1696.

[18] Wu Tsai-Fu, Chang Yong-Dong, Chang Chih-Hao, et al. Soft-switching Boost converter with a flyback snubber for high power applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(3)： 1108-1119.

[19] Bo Wen, Dushan Boroyevich, Paolo Mattavelli. Investigation of tradeoffs between efficiency, power density and switching frequency in three-phase two-level PWM boost rectifier[C]. Proceedings of the 2011 14th European Conference on Power Electronics and Applications(EPE 2011), Birmingham, 2011： 1-10.

[20] Ralph Burkart, Johann W. Kolar. Component cost models for multi-objective optimizations of switchedmode power converters[C]. 2013 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition(ECCE), Denver, CO, 2013： 2139-2146.

[21] Horacio Visairo, Miguel A. Medina, Juan M. Ramirez. Use of evolutionary algorithms for design optimization of power converters[C]. 22nd International Conference on Electrical Communications and Computers (CONIELECOMP), Cholula, Puebla, 2012： 268-272.

[22] 王久和. 电能变换器及其无源控制[M]. 北京： 科学出版社, 2014.

Unidirectional Hybrid Three Phase Voltage Source Rectifier

In order to satisfy comprehensive performance requirement of three phase voltage source rectifier from industries especially for efficiency and watt density, unidirectional hybrid three phase voltage source rectifier(UHTPVSR) is researched by foreign scholars. Different types of UHTPVSR are analyzed so as to promote the study of UHTPVSR, many disadvantages are pointed out and the key problems to solve are put forward in the paper. The above content has reference value for researching UHTPVSR in China.

Hybrid rectifier, current distortion, rational distribution of power, comprehensive performance

TM461

王久和 男，1959年生，工学博士，教授，博士生导师；研究方向为电力电子技术和电力传动、非线性控制理论与应用。

国家自然科学基金（51477011），北京市自然科学基金重点项目（KZ201511232035）和北京市属高校科技创新能力提升计划（TJSHG201310772024）资助项目。

2014-09-20 改稿日期 2015-02-14

Wang Jiuhe1 Zhang Qiaojie1 Song Zhihong2

（1. Beijing Information Science & Technology University Beijing 100192 China 2. China Machinery Industry Information Institute Beijing 100037 China）

张巧杰 女，1978年生，工学博士，副教授，硕士生导师，研究方向为电力电子技术和电力传动、新能源发电技术。