ZVS移相全桥低压大电流开关电源的设计*

徐平凡，肖文勋，刘承香

(1.中山职业技术学院，电子信息工程学院，广东中山528404;2.华南理工大学，电力学院，广州510640; 3.深圳艾默生网络能源有限公司，广东深圳518000)



ZVS移相全桥低压大电流开关电源的设计*

徐平凡1*，肖文勋2，刘承香3

(1.中山职业技术学院，电子信息工程学院，广东中山528404;
2.华南理工大学，电力学院，广州510640; 3.深圳艾默生网络能源有限公司，广东深圳518000)

摘要:设计制作了一款ZVS移相全桥变换器的低压大电流开关电源，详细阐述了部分电路的设计过程和参数计算，并通过抑制桥式变换器中超前/滞后桥臂功率管的高频谐振，降低主电路中上下桥臂的直通风险。最后设计制作的3 kW(15 V/200 A)低压大电流电源验证了设计的可行性，给出了详细的实验结果，整机效率达90%以上，对电源开发者有一定的借鉴作用。

关键词:ZVS移相全桥;高频谐振;桥臂直通问题;低压大电流

零电压开关移相全桥(FB-ZVSPWM)变换器利用变压器的漏感和功率管的寄生电容来实现零电压开关，大大降低了电源的开关损耗，在大功率DC/DC变换电路中得到了广泛的应用［1－3］。但在桥式变换器中，功率管的高频通断带来严重的干扰信号，是导致变换器中上下功率管发生直通故障的主要原因。目前，解决干扰问题的主要方法有［4－8］:干扰反相消除技术、软开关技术、混沌扩频技术、改进电路布局和布线工艺、减少电路中的寄生电感等。但这些措施普遍存在电路复杂等缺点，实用性不高。本文通过抑制原边谐振电感与功率管结电容的谐振，抑制功率管两端的关断电压尖峰，同时降低谐振对驱动波形的影响，解决了桥式变换器桥臂直通问题。最后，制作了一款ZVS移相全桥的低压大电流开关电源，给出了详细的电路设计、电源关键参数的计算过程和详细的实验结果，对电源开发者有一定的借鉴作用。

1　电源主要参数的计算

1.1输入整流桥设计

三相输入电压380 V(±10%)，最大输出功率3 kW。三相交流电整流后的电压为:

设输出电流的平均值为Idc，效率η为0.85。则有

每只整流二极管所承受的最大反压URM为三相交流电的峰值电压:

考虑到电网的电压波动20%的极限情况，则有

保留一倍裕量，可选用IXYS公司三相整流桥模块SN12/25，其额定参数为25 A/1200 V。

1.2输入滤波器的设计

为了保证整流滤波后的直流电压最小值符合要求，每个周期中所提供的能量约为:

在最低电压输入时，整流、滤波后的直流电压的最大脉动值是最低输入交流电压峰值的8%，因此每半个周期输入滤波电容所提供的能量为:

因此输入滤波电容容量为:

考虑到留有一定的裕量可以用4个940 μF/450 V电解电容两个串联然后再并联，这样滤波电容实际为940 μF/900 V。

1.3高频变压器匝数比计算

由于输入三相交流电的最小值为Uacmin= 380× (1－10%)= 342 V，得直流母线电压约为483 V，以母线电压变化10%，则母线输出的最低电压为Udcmin=483×(1－10%)= 435 V。电源理想输出电压Uo=15 V，考虑到占空比损失问题、副边整流二极管压降和输出滤波电感的压降，分别为最大有效占空比为Dmax≈0.85，管压降为Ur≈0.7 V，UL≈0.3 V，可以估算出变压器副边所需的输出电压UTsec为:

由以上分析及计算可知，母线上最低电压为435V，忽略管压降，隔直电容上最大压降设计为母线电压的5%，又有全桥电路前述的输出特点可知原边输入电压为:

得变压器变比K为:

1.4匝数计算

母线最低的输出电压Vdcmin为413 V，电源开关频率为100 kHz，得周期T为10 μs，最大占空比Δmax为45%。考虑到屏蔽电磁干扰和变压器体积，本文选用PQ40磁芯，由TDK磁芯参数手册可知，磁芯的有效磁通面积Ae为201 mm2，最大磁通密度B为3000高斯。所以变压器原边的匝数为:

因为匝数比22，且副边至少为1匝，所以原边变压器的匝数就为22匝，这样变压器的磁芯就预留了30%磁通余量。磁通量密度的减小，可以很大地降低磁芯的铁耗，降低了变压器工作温升。

1.5桥臂死区时间的设定

(1)超前桥臂的死区时间设定

超前桥臂功率管实现ZVS软开关转换过程可化为图1(a)所示。功率管Q1关断，变压器原边流给C1充电，同时给C3放电。假设输出滤波电很大，可以认为原边电流保持不变。Q3的端电压UQ3线性减小:

图1　桥臂换流过程图

在最小负载时，能够使Q3实现ZVS软开关，在超前臂的死区时间内，C1必须放电完毕，则有:

实际电路中超前臂的死区时间取0.4 μs。

(2)滞后臂的死区时间设定

滞后臂功率管实现ZVS软开关转换过程可简化如图1(b)所示。功率管Q4关断，变压器原边电流给C4充电，同时给C2放电。

假设输出滤波电感很大，可认为原边电流保持不变。在实现滞后臂软开关的最小负载电流下，Io取饱和电感临界电流Ic，Q2的端电压UQ2线性减小:

与超前臂不同的是，此时变压器原边电流要反向。在原边电流降至0以后，如果Q2还没有开通，C2就会反向充电，不能够实现ZVS软开关。因此滞后臂的死区时间还要小于Q4关断到原边电流降到零这段时间:

实际电路中滞后臂的死区时间取0.3 μs。

2　主电路设计

电源主电路如图2所示，图中，Li、Ci分别为输入滤波电感和滤波电容; Lf、Cf分别为输出滤波电感和电容; Q1、Q3为移相全桥的超前桥臂功率管，Q2、Q4滞后桥臂功率管; Cb为隔直电容，Lr为变压器T的漏感; D5、D6为超前桥臂的嵌位二极管，Dc、Rc、Cc为滞后桥臂的RCD电路; Ls1、Ls2为副边饱和电感，Ds3为副边续流二极管。

图2　电源主电路图

超前桥臂并联两个二极管D5和D6，谐振电感Lr中储存的能量将通过D5和D6回馈给输入电源Uin，可有效防止与功率管结电容产生谐振。

当Q1关断时刻，变压器原边电流续流回路为D3－Np－Lr－Q4－D3，对应的谐振电感电流的回路为D7－Uin－D3－Lr－D7。因此Lr中存储的能量通过箝位二极管回馈给输入电源Uin。

滞后桥臂并联RCD缓冲电路，当功率管关断时，可减少功率管关断的di/dt值，抑制电压尖峰。

当功率管处于关断期间，变压器原边电流ip逐渐减小到0，由于二极管箝位作用，功率管漏源电压逐渐上至输入电压Uin，这个过程中电容CC处于充电状态。因此

式中:tf为功率管栅极电流的下降时间。

由上式分别可算出电阻RC和电容CC的值。

3　实验验证

为了验证改进后尖峰抑制器的工作性能，设计制造了一台3 kW(15 V/200 A)ZVS移相全桥的低压大电流开关电源。

样机参数:三相交流输入电压为Uin= 380 (±10%)Vac，主控制芯片为UCC2895;功率管型号为SPP17N80C3(800 V，17 A，0.29 Ω);主变压器铁氧体磁芯为PQ40/40Z(TDK公司)。主电路RCD吸收网络中，电容值为10μF，电阻为2.7 kΩ(1/4 W)，二极管型号为BYV26E;箝位二极管型号为BYV26C。实验波形如图3～图5所示。

图3为电源在满载情况下的超前桥臂和滞后桥臂的驱动波形图，超前桥臂和滞后桥臂的上下管有一定的死区时间，均实现了软开关;图4为满载情况下变压器原边电压电流波形;图5为电源的效率曲线图。由图5可得，在输出功率最小的情况下，电源的效率最低。随着功率的升高，在半载时，电源的效率达到了91%的效率，当输出为200 A时，传导损耗的增加，整机的效率有所下降，但也可以达到90%。

图3　驱动电压波形

图4　负载电流为200A时的原边电压电流波形

图5　效率曲线图

4　结论

功率管高频通断会产生高频电压振荡和电压尖峰，同时也带来了严重的EMI问题，是导致桥臂直通的主要原因。本文设计了两种抑制电路，分别为:①RCD缓冲电路抑制原边电压尖峰;②原边箝位二极管抑制电压尖峰;这两种电路均通过抑制主电路对驱动电路的干扰来解决桥臂直通问题，并给出了详细的电路分析和电源主要参数的计算，最后通过一台3 kW(15 V/200 A)低压大电流电源样机验证了抑制电路的有效性。从实验波形可看出，驱动波形电压尖峰得到很好的抑制，各项实验参数和波形比较好，对设计和制作大功开关电源的工作者有一定的参考价值。

参考文献:

［1］Wu Xinke，Zhang Junming，Xie Xiaogao，et al.Analysis and Optimal Design Considerations for an Improved Full Bridge ZVS DC－DC Converter With High Efficiency［J］.IEEE Trans on Power Electronics，2006，21(5):1225－1234.

［2］胡育文，丁志刚，游志青.变压器副边电流箝位DC－DCZVS全桥变换器［J］.中国电机工程学报，2003，23(12):153－159.

［3］宋云庆，徐申，吴建辉.一种带辅助电路的全桥移相ZVS变换器拓扑的设计［J］.电子器件，2008，31(2):619－621.

［4］黄智宇，瞿章豪，徐正龙.基于桥式拓扑的脉冲变压器隔离驱动器优化设计［J］.电气传动，2014，44(2):75－79.

［5］Cho J G，Jeong C Y，Lee F C.Zero Voltage and Zero Current Switching Full Bridge PWM Converter Using Secondary Active Clamp ［J］.IEEE Trans on Power Electronics［J］.1998，13(4):601－607.

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［7］黄嘉低.电压大电流整流电源并联供电［J］.电气传动，2008，38(7):31－33.

［8］徐平凡，丘东元，张波，等.ZVS全桥变换器尖峰抑制器的改进设计［J］.电力电子技术，2008，42(7):59－61.

徐平凡(1983－)，男，汉族，江西永新人，讲师，中山职业技术学院电气自动化技术专业教师，研究方向为电力电子系统与装置，pfxu022@163.com。

A Novel Single-Stage PFC LED Driver with Secondary Sideresonant Circuit

YANG Yueyi1*，ZENG Yida2，LI Lang2，HE Lin2
(1.Zhengzhou Railway Vocational and Technical College，Zhengzhou 450052，China; 2.Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China)

Abstract:The resonant cell includes a capacitor and a diode is applied to the traditional single-stage flyback PFC converter，which can improve efficiency by recycling the energy of the secondary side leakage inductance and alleviate the high voltage stress of the switch and diode.The working mode of the novel secondary side resonant singlestage Flyback PFC converter in DCM is analyzed and the steady state characteristic is studied and compared with the traditional single-stage flyback PFC converter，and the converter is applied to the LED driver circuit.Finally，the theoretical analysis is verified by experimental results.

Key words:LED driver circuit power factor; correction discontinuous current mode; secondary side resonant

doi:EEACC:8110; 4260D10.3969/j.issn.1005－9490.2015.04.016

收稿日期:2014－09－27修改日期:2014－10－20

中图分类号:TM46

文献标识码:A

文章编号:1005－9490(2015)04－0790－04

项目来源:广东省中山市科技计划项目(2014AFC381)