功率场效应管高频建模方法*

张智娟，左玉梅

(华北电力大学 电气与电子工程学院,河北 保定 071003)

0 引言

随着电力电子不断向高频化、小型化方向发展，具有高频特性好、抗干扰能力强等特点的场效应管(MOSFET)已经成为电力电子领域中的实用器件。但高频化导致了器件所承受的电应力和开关损耗的增加，不可避免地会产生电磁干扰(EMI)[1]。为了预测和减小电磁干扰的影响，需要建立准确的电路传导EMI的高频模型来进行仿真，然而现有的电路仿真软件库中虽然有着丰富的场效应管的模型，但在高频工作状态下不够准确会导致仿真结果的误差，无法用于传导EMI仿真的现状。因此，研究和掌握功率场效应管的高频建模方法变得尤为重要。

1 常见的功率场效应管建模方法

由于结构和工艺的原因，功率MOSFET存在寄生的极间电容，包括栅漏电容 Cgd、栅源电容Cgs和漏源电容Cds，而功率MOSFET中决定其开关波形的是这3个非线性极间电容[2]。因此，建立精确的功率MOSFET高频模型，关键在于正确描述这3个极间电容特性来模拟其开关波形。目前常见的功率MOSFET建模方法主要有子电路模型和集总电荷模型。

1.1 子电路模型

子电路模型以小信号LDMOS为基础，在外围增加反映功率VDMOS动态特性的非线性极间电容和反偏二极管来模拟功率MOSFET[3]。图1所示是saber中两种典型的功率MOSFET子电路模型 mpvl和mpv2。图1(a)模型中的一个关键因素是可变电容器Cgdp，连接在栅极和漏极之间，用来描述处于耗尽状态的栅漏电容；Cgd则描述处于积累状态的栅漏电容；栅源电容用常电容Cgs来描述；反偏的二极管D用来描述漏源电容。图1(b)中的模型比图1(a)中的有所改进，模板中的关键因素是可变电容Cgd和Cgs，分别为栅漏和栅源间的非线性电容。和mpv1比主要的变化是增加了Cgs这个描述其积累状态的变量。非线性电容Cgd对应的是图1(a)中的Cgdp，描述的是处于耗尽状态的栅漏电容。

图1 子电路模型mpv1和mpv2

1.2 集总电荷模型

集总电荷的功率MOSFET模型是将功率MOSFET各区的载流子用集总电荷来表示，并分阶段描述功率MOSFET各工作状态下的集总电荷方程，从而得到能够同时反映功率MOSFET静动态特性的模型。当考虑到功率场效应管整个开关过程，包含了各工作状态的MOSFET集总电荷模型如图2所示[4]。产生栅极电容的电荷qaB、qdB和qiB集中在集总电荷节点 1处。同时，电荷qiB决定了电流Id的电导系数，还有饱和和非饱和区域的静态特性。漏源间的体二极管使用的是包含反向恢复的Lauritzen-Ma模型来建模。开关S1表示当漏极发生反型时体区和漏极表面的连接。开关S2表示场效应管从截止区过渡到饱和区。

图2 集总电荷模型

比较这两种建模方法，集总电荷方法能获得连续的非线性极间电容模型和较好的精度，但运算速度比子电路模型慢，计算效率和鲁棒性较差。子电路方法建模容易构造，运算速度和鲁棒性都较好，但现有的这些模型在器件工作在高频状态时对极间电容影响方面的研究不够[5]。鉴于以上分析考虑，采用Saber软件自带的建模工具Model Architect对功率场效应管进行建模。

2 Model Architect功率场效应管建模方法

相比以上建模方法，Model Architect利用器件技术手册提取相关特性曲线，采用自带模型原理进行拟合实现对器件的建模。功率场效应管模型如图3所示，包括MOSFET一级模型结构、寄生电容、体二极管以及引线电感。主要包括I-V特性曲线、极间电容和体二极管的建模方法。

图3 功率场效应管模型

2.1 I-V特性曲线建模

I-V特性曲线可通过技术手册或实验测得，其中包括Id-Vgs曲线与固定Vgs下Id-Vds曲线，前者展现了MOSFET随栅压升高而开通的过程，后者则展现了其3个特性区域的过程。将所得曲线经过绘制后可直接输入saber软件中进行曲线拟合，如图4所示。

图4 功率场效应管I-V特性曲线建模

2.2 极间电容建模

MOSFET极间电容被结合起来反映对驱动源和负载的容抗。这些合成电容是：反馈电容Crss=Cgd、共源极输入电容Ciss=Cgd+Cgs及共源极输出电容Coss=Cgd+Cds。模型中，极间电容的模拟采取三段式分段线性化，电容通常会在某区间斜率较大而其余区间平缓。因此需要对数据寻找到两个斜率转折点，将曲线分成三段进行拟合。通过技术手册读取这两个转折点的数据后，即可输入Saber中进行建模，如图5所示。

2.3 体二极管建模

Model Architect中的二极管模型是一种基于电荷控制的集总参数模型，能够反映二极管的反向恢复等特性，物理意义明确。并且拥有曲线拟合功能，可以对模型实测曲线进行拟合，适合于快速建模预测EMI情况的需求。二极管模型如图 6所示，Ls是引线电感、Rs是二极管导通电阻，D为二极管，Cj是功率二极管杂散电容，Qrr是利用电荷存储效应原理来描述功率二极管反向恢复的特性。

图5 功率场效应管极间电容建模

在Model Architect中，二极管的建模过程分为三部分：I-V特性建模、结电容建模以及反向恢复特性建模。利用Model Architect-Diode Tool提取技术手册上正向I-V特性曲线来描述二极管的开关特性，提取电容特性曲线来描述Cj，提取反向恢复电流曲线来描述Qrr，如图7所示。

图6 二极管模型

3 功率场效应管模型特性验证

为了验证上述所提出的建模方法，分别用mpv2模型和Model Architect建的MOSFET模型搭建逆变器电路来进行仿真对比。电路原理图如图8所示，电路的输入电压为50 V直流电，工作频率为1 MHz，得到的输出电压为±50 V的方波。在Saber中执行DC和瞬态分析，得到MOSFET的开关波形如图9和图10所示。

比较结果可以看出，子电路模型mpv2在开关过程中波形较平稳，没有出现前后沿很陡的脉冲，表示该模型对高频情况考虑不足，造成了一定的误差。而利用Model Architect工具建立的MOSFET模型的仿真波形可以明显的观察出Vds在关断时的冲击，较好地模拟出了功率场效应管的开关波形，能够更好的用于预估电路中的EMI。

由以上分析可知，MOSFET在高频工作模式下开关过程中电压和电流变化率很高，造成了开关波形的畸变，这也是电路中产生传导干扰的原因之一。通过saber时域仿真获得传导干扰噪声电压波形，对该电压波形进行FFT变换获得传导EMI的仿真结果，如图11和图12所示。

图7 功率场效应管体二极管建模

图8 逆变器电路原理图

图9 mpv2模型的仿真开关波形

图10 Model Architect所建MOSFET模型的仿真开关波形

由两图对比可知，mpv2模型与实际器件的参数有一定偏差,不能准确地描述电路的实际性能，所得传导干扰频谱较为理想。采用Model Architect所建模型电路的噪声相比图11更为明显，能够相对准确地描述实际硬件电路的传导干扰。

图11 逆变电路采用mpv2模型传导EMI仿真频谱

图12 逆变电路采用Model Architect所建模型传导EMI仿真频谱

4 结论

本文首先分析了两种常见的功率场效应管建模方法，提出了在高频工作状态下可使用Model Architect对MOSFET进行建模，并搭建了逆变器电路进行仿真。仿真结果表明Model Architect创建的功率场效应管模型能够与实际器件的特性相符，能够满足研究传导EMI快速建模精确仿真的要求。

[1]钱照明，程肇基．电力电子系统电磁兼容设计基础及干扰抑制技术[M]．杭州：浙江大学出版社，2000.

[2]李龙涛．开关电源传导EMI建模和模型有效性评估功[D]．哈尔滨：哈尔滨工业大学，2012.

[3]LEONADI C，RACITI A，FRISINA F，et al.A new PSpice powerMOSFET model with temperature dependent parameters:evaluation of performances and comparison with available models[C].Thirty-Second IAS Annual Meeting，1997.

[4]BUDIHARDJO I，LAURIZEN P O.The lumped-charge power MOSFET model,including parameter extraction[J].IEEE Transactions on Power Electronics，1995，10(3)：379-387.

[5]袁义生．功率变换器电磁干扰的建模[D]．杭州：浙江大学，2002.