基于折叠枝节加载多模谐振器的超宽带滤波器

曹晖晖，张友俊

（上海海事大学 信息工程学院，上海 201306）

2002年美国联邦委员会（FCC）将 3.1～10.6 GHz之间的频段分配给超宽带通信系统使用[1]以后，作为其重要组成部分，超宽带滤波器成为了国内外研究的热点。文献[2]中提出了基于多模谐振器的超宽带滤波器的设计方法，之后很多学者对基于多模谐振器的超宽带滤波器结构进行了大量扩展性的研究。例如运用基于枝节线加载的三模、四模、五模[3－5]等各种改进型谐振器结构的超宽带滤波器。虽然这些超宽带滤波器可以满足 FCC对于超宽带滤波器在通带特性方面的要求，但是其中有些滤波器的边带选择性较差，特别是在低频边带的衰减速度比较缓慢[6]。文献[7]提出中心加载T型开路枝节，离中心位置较近的两边分别加载开路阶梯阻抗线，具有陡峭群边沿和宽阻带的宽带滤波器。文献[8]中提出的折叠多模谐振器结构，用于实现双通带带通滤波器，该滤波器结构紧凑，插入损耗小，带外抑制良好。

本文在文献[7－8]的基础上进行改进，提出一种加载折叠枝节的多模谐振器，利用该多模谐振器设计超宽带滤波器。这是一种新型的超宽带拓扑结构，其通带范围达到2.9～10.7 GHz，该滤波器通带选择性良好，而且具有带内衰减小的优良性能。

1 超宽带滤波器结构分析

图1为所设计的基于折叠枝节加载多模谐振器的超宽带滤波器的物理结构。文献[7]提出的一种宽带滤波器的多模谐振器结构如图2所示，在均匀阻抗线上离中心位置l2处的两边分别加载一个开路阶梯阻抗线。本文将这种谐振器用于超宽带滤波器的设计中。谐振器为对称结构，可以应用奇偶模分析法，其奇偶等效电路如图 2（b)、（c）所示。

图1 超宽带滤波器的物理结构Fig.1 Physical structure of the UWB filter

谐振条件是

式（1）中Yodd和Yeven分别为奇模和偶模的等效电路的输入导纳。该多模谐振器有三个谐振频率，通过合理地调节物理参数，可以使它们合理的分布在3.1～10.6 GHz的通带范围内。将该谐振器与50Ω输入输出端口线进行交指耦合设计出一个超宽带滤波器。图3是其仿真结果。采用介电常数为2.65，厚度为1 mm的介质板，其中各部分的参数（单位：mm）如 下 ：l1=18.4，l2=0.8，l3=0.7，l4=3.2，w0=0.3，w1=0.8，w=0.2，d=7.6，d1=0.4。

图2 传统的多模谐振器结构Fig.2 The traditional structure of multi－mode resonator

图3 传统滤波器仿真S曲线Fig.3 The simulation Scurve of traditional filter

从图3可以看出，该滤波器带宽可以达到3.1～10 GHz，，通带内插入损耗优于1 dB，基本满足UWB的需求，但是低阻带衰减较慢，为了改善滤波器的性能，在其中心引入一个开路折叠枝节，使谐振器增加一个谐振模式，而且能在低频段产生一个传输零点。

图4 折叠枝节加载多模谐振器结构Fig.4 The structure of the Folded stubs loaded multi－mode resonator

图4 为本文所设计的新型超宽带滤波器的谐振器结构。由于谐振器是对称结构，同样可以采用奇偶模分析法。定义阶梯阻抗线、折叠枝节的导纳比K1=Y1/Y、K2=Y3/Y2，以及它们的电长度比 R1=θ4/（θ1+θ2+θ3）、R2=θ6/θ5。 其中 Y 为导纳，θ为电长度。折叠枝节的导纳和电长度Y3、θ6由a1、a2确定。由式（1）可知，通过调节 K1、K2、R1、R2的大小，可以控制各个奇偶模谐振频率，从而控制传输零点的位置和滤波器的性能。而K1、K2、R1、R2主 要通 过调 节 a1、a2、a3、l4等参数就 可以得 到 控制。将该多模谐振器与50Ω输入输出端口线进行耦合，并用电磁仿真软件HFSS13.0进行仿真得到滤波器的衰减响应|S21|，从而可以观察到多模谐振器的折叠枝节各参数对于滤波器性能的影响。

图5 折叠枝节对S曲线的影响Fig.5 The folded stubs influence on Scurves

图5 为所加载的折叠枝节各参数对滤波器S曲线的影响。 其中（a）、（b）分别为折叠枝节的 a1、a2从 0.7 mm 增加到1.3 mm时，滤波器的S21曲线。可以看出a1的变化对滤波器的通带产生了较大的影响，随着a1的增大，下阻带的传输零点不断向左移动，而上阻带基本保持不变，于是滤波器的带宽就增加了。a2的变化对上下阻带的影响都不大，即对滤波器的带宽影响不大。（c）为中心加载折叠枝节的长度a3从4.9 mm到6.9 mm变化时的S21曲线。可以看出a3的变化主要对下阻带产生影响，随着a3的增大，上阻带的传输零点左移，即向低频段移动，也就是说带宽在增加。于是，从图5中可知，中心加载的开路折叠枝节在下阻带产生的传输零点的位置主要受a1和a3影响，所以可以通过控制a1和a3的大小来调节下阻带传输零点的位置。同时，通带内的S21曲线部分位置的下陷说明a1、a2和a3对带内耦合也有一定的影响 。而对于上阻带的传输零点的位置可以从谐振器的水平方向上分析，即离中心l2处的阶梯阻抗线。l4为阶梯阻抗线的低阻抗线的长度，改变l4就会改变整个阶梯阻抗的电长度比。

图6 l4变化时S21曲线Fig.6 S21 curves of different l4

图6 为l4从1.9 mm到3.9 mm变化时S21曲线。可以看出随着l4的增大，上阻带的传输零点左移，即想低频段移动，而下阻带基本不变，从而带宽减小了。l4的变化不仅使上阻带的传输零点移动，使得带宽发生变化，而且对带内插入损耗的影响也非常大。

综上所述，a1和a3控制下阻带，l4控制上阻带，各参数都对滤波器的插入损耗有影响。于是可以主要通过调节上述的四个参数a1、a2、a3和l4的大小来控制滤波器两个传输零点的位置和谐振频率，从而控制滤波器的带宽，然后再进行优化，得出合理的参数比，改善带内插入损耗，就可以得出比较理想的S21曲线。

2 滤波器的仿真与测试

基于加载折叠枝节多模谐振器，本文提出了图1所示的超宽带滤波器。多模谐振器与50Ω的输入输出端口线采用交指耦合的方式相连。通过电磁仿真软件HFSS13.0的仿真优化设计，得到优化后的尺寸（单位：mm）：l1=18.4，l2=0.8，l3=0.7，l4=2.9，w0=0.2，w1=0.8，w=0.2，d=7.6，d1=0.5，a1=1，a2=1，a3=5.9。所采用的介质基板的介电常数是2.65，厚度为1 mm，输入输出端口馈线长宽分别为5 mm、2.8 mm，整体物理尺寸为29.4 mm×12 mm。图7为滤波器的加工实物图。图8为超宽带滤波器的仿真和测试S参数。实物测试是利用矢量网络分析仪对实物进行了测量。由实验结果可知，基于折叠枝节加载多模谐振器的超宽带滤波器的通带范围为2.9～10.7 GHz，通带内的插入损耗小于1 dB，回波损耗优于－10 dB，下阻带边缘陡峭，带外阻带11～16 GHz频段内衰减大于20 dB。可以看出该滤波器具有良好的通带特性和频率选择性。测量结果和仿真结果吻合性较好，实测与仿真的插入损耗值有所偏离，主要是由于加工误差、SMA接头损耗等引起的。

3 结 论

本文基于折叠枝节加载多模谐振器，设计一种新型的超宽带滤波器。调节滤波器水平方向上阶梯阻抗线和垂直方向上折叠枝节的参数，控制滤波器的阻抗比和电长度比，从而控制谐振频率及传输零点的位置，以达到控制滤波器的带宽、选择性和插入损耗等性能。经过加工和实验验证，仿真和实验结果吻合，表明该滤波器具有低插入损耗，选择性良好等优点。

图7 滤波器加工实物图Fig.7 Physical model of the filter

图8 滤波器的仿真测试结果Fig.8 The simuzation and testing results of the filter

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