一种改进控制电路在IGBT串联中的应用

颜文旭，程盼飞

（江南大学轻工过程先进控制教育部重点实验室，无锡214122）

一种改进控制电路在IGBT串联中的应用

颜文旭，程盼飞

（江南大学轻工过程先进控制教育部重点实验室，无锡214122）

绝缘栅双极型晶体管IGBTs（insolated gate bipolar transistor）串联应用实现的关键在于动态均压。首先，从理论上分析了传统IGBT控制电路中寄生电容存在的主要原因，以及其对IGBT串联均压产生的影响；然后，提出了一种改进型控制电路，与传统的控制电路相比，改进型控制电路从主电路获取控制信号驱动IGBT所需功率，无需外接直流电源和电源隔离，减少了寄生电容的引入，能在一定程度改善IGBT的串联均压；最后，通过仿真和实验验证了该电路的有效性。在工程应用上具有一定的参考价值。

串联；均压；寄生电容；门极驱动

引言

IGBT（insolated gate bipolar transistor）结合了电力场效应管P-MOSFET（power metal-oxide-semiconductor field effect transistor）和电力晶体管通、断机制的优点，其作为半导体电力开关器件具有明显的优势［1］。然而，目前商用的单管IGBT耐压等级仅为6.5 kV，并且价格高昂，通断性能表现一般。在柔性直流输电FACTS（flexible alternative current transmission systems）、高压变频器、有源滤波器以及机车牵引等高压大功率应用领域，动辄几十kV的高压，单管IGBT作为线路开关，耐压等级已经远远不能满足要求［2］。

多个IGBT串联使用，不仅可以有效解决单管IGBT耐压等级低的问题，而且成本相对较低。然而，多个IGBT串联应用，管间均压一直是个难题。为此，国内外也提出了很多均压方法［3-5］。事实上，在IGBT串联应用中，控制电路寄生电容和杂散电感的存在以及IGBT自身动态特性的差异等，极大程度导致了IGBT分压不均，致使分压过大的IGBT损坏，串联失败［6］。由于IGBT的封装结构，其动态特性在出厂时已固定，那么在不采用其他均压电路的情况下，若使串联IGBT间的分压均匀，必须尽可能地减少控制电路中的寄生电容和杂散电感，改善门极驱动信号的延时，从而保持每个IGBT管通、断动作一致［7］。

因此，针对传统IGBT控制电路采用外接直流电源获取驱动功率，接入电源隔离器件，引入了寄生电容干扰因素的情形，本文提出了一种新的控制电路，并详细分析了其工作原理，最后通过仿真和实验验证了电路的正确性和有效性。

1 控制电路中寄生电容分析

采用传统控制电路的模型如图1所示。假设2个IGBT的参数完全一致，C1和C2是由于控制电路外接直流电源引入的等效寄生电容，C1和C2有相同的容值；Ic1和 Ic2是流过2个寄生电容的电流，Ir1和Ir2是流过整个驱动电路的电流；Ig1和Ig2是流过IGBT门极的电流；rin为驱动电路等效内阻；VGiM为Gi点和M点间电压。

图1 控制电路中的寄生电容Fig.1 Parasitic capacitances in control circuit

在IGBT开通转换过程中，显然有

所以，Ic1、Ic2可表示为

由式（1）得出：Ic1＞Ic2。

因为2个IGBT使用完全相同的驱动电路，且驱动外接工作电源相同，驱动功率相同，则

驱动电路rin损耗相同，且忽略不计，即

由式（1）～式（3）显然可得，Ig1＜Ig2。通过分析计算可知，在IGBT通、断动作时，即使2个IGBT动态特性完全相同（理想情况），由于控制电路寄生电容C1、C2的存在，致使流过IGBT1的门极电流Ig1小于流过IGBT2的门极电流Ig2。那么IGBT2管两端电压变化率dVCE2/dt将大于IGBT1管两端的电压变化率dVCE1/dt。最终导致 IGBT2管两端分压 VCE2高于IGBT1管两端分压VCE1［8］，严重不均压时将可能损坏器件，导致串联失败。

2 改进型控制电路及其工作原理

改进型控制电路如图2所示。该电路无需外接直流电源，整个电路连接在IGBT的两端，没有与地直接相连或者耦合，从而达到减少寄生电容的目的。该电路具有钳位IGBT端电压的作用，如果端电压过大，则会使二极管DZ发生击穿，触发保护电路动作，从而切断主电路，避免IGBT管损坏。

图2 改进型控制电路Fig.2 Improved control circuit

电路的工作原理是：当主电路中开关管IGBT关断，两端承受正向电压时，偏压二极管DP的漏电流促使雪崩二极管DZ建立起电压，高压MOSFET辅助开关管处于开通状态，储能电容CS充电（VCs= VDz-Vgsth-VDb，CS两端电压会受到限制）。当IGBT导通时，两端正向电压消失，MOSFET开关管截止，由于二极管Db的单向导通功能，CS储存的电能用于控制信号的功率放大，如此周而复始。CS随端电压VCE的充电过程如图3所示。此外，要注意一点，CS容值的选取需要和IGBT所需驱动功率及其工作频率相匹配。在理想情况下，根据电容CS的驱动放电过程，需满足的条件为

式中：U为电容两端的电压；Rg为栅极的输入电阻；Δt为工作周期；i为放电电流。由式（4）、式（5）可得

计算所得CS为理想情况下的最小值，其实际值应大于最小值但也不能太大，以免充放电周期过长，影响工作频率。具体选取应根据情况而定。

图3 CS的储能过程Fig.3 Charging process of CS

3 电路仿真

为了验证理论分析的正确性，搭建由2个IGBT串联的等效仿真电路，如图4所示。电路中IGBT1、IGBT2的型号均为 IRG4BC10U。直流电压 E为800 V；电路阻感负载RL=50 Ω，LL=5 mH；线路杂散电感LX=100 nH。栅极驱动电阻Rg为50 Ω，方波驱动信号为+15 V、-10 V，开关频率为40 kHz，占空比D为0.5，等效寄生电容C11、C12、C21、C22容值均选为15 pF。

图4 等效仿真电路Fig.4 Simulation circuit equivalently

在Multisim环境下，仿真结果如图5所示。

仿真结果为两组对比波形，即存在等效寄生电容 C11、C12、C21、C22和不存在等效寄生电容两种情况。由图5可见，当IGBT关断瞬态时，图（a）中IGBT1管提前于IGBT2管关断，IGBT2管承受了一个尖峰电压，此时其和IGBT1管之间有最大电压差，约为80 V，此分压偏差相对于器件所承受平均电压约为13%；在关断稳态后，IGBT2管两端分压仍高于IGBT1管两端分压，电压差保持在50 V左右；图（b）中，2个IGBT管的关断动作基本一致，没有出现尖峰电压，在关断稳态后分压较均衡，最大分压差仅为40 V，此分压偏差相对于器件所承受平均电压约为6.7%；当IGBT开通瞬态时，图（c）中IGBT1管略提前于IGBT2管开通，IGBT2管同样承受一个尖峰电压，最大压差为80 V；图（d）中IGBT1管和IGBT2管的开通动作基本一致，分压均匀。

由以上对比分析可知，等效寄生电容作为两组仿真电路的唯一变量，其存在直接影响了串联IGBT门极驱动信号的同步，致使IGBT2管提前于IGBT1开通或关断，IGBT2承受了一个较大尖峰电压，在关断瞬态和开通瞬态的实验波形见图6。

图5 仿真波形Fig.5 Simulation waveforms

表1 实验系统参数Tab.1 Parameters of experiment system

图6 实验波形Fig.6 Experimental waveforms

图6中，A组为采用传统IGBT控制电路所测波形，B组为采用改进型IGBT控制电路所测波形。由A组实验波形可知，在IGBT关断瞬态和开通瞬态，IGBT1提前于IGBT2动作，VCE2有一个尖峰值，电压分配不均衡严重，与期望值相差较大。在B组实验中，IGBT管关断瞬态和开通瞬态，管分压偏差明显小于A组，且无较大尖峰电压。由实验可知，传统的门极控制电路不能满足IGBT串联运行时的动态均压，而改进型门极控制电路在IGBT串联应用中具有一定的优势。

实验系统中，储能电容CS的电压波形如图7所示。由图可见，在系统稳定运行后，电容充放电过程电压波动较小。

图7 VCS的波形Fig.7 Waveform of VCS

5 结语

本文介绍了一种改进型的IGBT控制电路，该电路能一定程度上改善门极驱动信号的延时，优化IGBT串联时的动态均压情况。通过对比实验，证明其具有不错的动态均压效果，对工程应用有一定参考意义。该控制电路再结合一些基本的IGBT稳态均压电路，改善稳态时出现的不均压现象，效果更好。

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Application of An Improved Control Circuit for Series Connected IGBT

YAN Wenxu，CHENG Panfei
（Key Laboratory of Advanced Process Control for Light Industry,Ministry of Education, Jiangnan University,Wuxi 214122,China）

The key of insolated gate bipolar transistor（IGBT）series-connected application is to make the IGBT seriesconnected in a circuit being voltage-balanced.Firstly,This article analyzes the effects of parasitic capacitances in the series connection of IGBT,which exist naturally due to control circuit.And then an improved control circuit is introduced, which is based on the power of gate driver supplied by the main circuit.Without external power supplies and the necessary insulation components,this solution has the advantage over the classical supply to eliminate parasitic capacitances.Finally,the Simulation and experimental data show that the circuit is effective and feasible.It will be reference in practice.

series;sharing-voltage;parasitic capacitances;gate driver

颜文旭

颜文旭（1971—），男，博士，副教授，研究方向：电力系统及其自动化、电力电子与电气传动，E-mail：ywx03@ 163.com。

程盼飞（1989—），男，硕士研究生，研究方向：机电一体化技术，E-mail：xi_jiu@163.com。

10.13234/j.issn.2095-2805.2015.4.109

：TM 46

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2015-05-31