混合级联多电平逆变器的改进混合调制技术

叶满园，李宋（华东交通大学电气与电子工程学院，江西南昌 330013）

混合级联多电平逆变器的改进混合调制技术

叶满园，李宋
（华东交通大学电气与电子工程学院，江西南昌 330013）

∶针对于Ⅲ型混合级联型多电平逆变器调制中，逆变器输出的相电压及线电压包含低频次谐波，以及大调制度下出现的超调问题，提出了一种改进的混合调制策略。该策略通过调制波和一对三角载对高压单元进行调制，得到高压单元输出的PWM波，再利用调制波与高压单元输出的PWM波的差值作为低压单元的调制波对低压单元进行调制，得到低压单元输出的PWM波。仿真与实验结果表明该策略能够消除Ⅲ逆变器输出相电压及线电压中的5次和7次低频谐波和超调现象，逆变器输出的相电压和线电压的总谐波失真（totalharmonicelimination，THD）分别为14.53％ 和12.47％，频谱含量主要分布在2mf两侧。

∶混合级联多电平逆变器；混合调制；超调；总谐波失真；频谱分析

0 引言

随着电力电子技术的飞速发展，高压大容量多电平逆变器得到了日益广泛的应用。目前多电平逆变器拓扑主要包括二极管钳位［1-2］、H桥级联（cascadedH-bridge，CHB）［3-4］和飞跨电容钳位［5-6］三种。对于传统CHB逆变器来说，当要求输出多电平电压波形时，就需要级联多个H桥单元。为此，印度学者Manjrekar在文献［7］提出了混合级联多电平逆变器拓扑，该拓扑能以更少的级联单元实现更多电平的输出，目前，混合多电平逆变器拓扑有对称型和不对称型两种。对称型拓扑主要有II型和III型混合CHB逆变器两种［8］。

文献［9］提出了一种直流电源电压分别为E，2E，6E，…的混合CHB多电平逆变器，作者将这种拓扑称为拟线性多电平逆变器。当直流源电压比为1∶2∶6时，输出的电平数为19种，并可实现连续PWM调制。文献［10］给出了一种直流源之比为1∶2∶7的逆变器拓扑，该拓扑输出电平数可达到21种，但是该拓扑只能实现部分PWM调制。文献［11］还给出了一种直流源电压比为E，3E，9E，…，3nE的混合CHB逆变器拓扑，该拓扑可以输出3n+1

种不同的电平。文献［12］给出了两种直流源电压之比分别为1∶1∶2和1∶1∶3的混合拓扑，输出的电平数分别为9电平和11电平，并且都能够实现连续PWM调制。

针对于混合CHB逆变器的PWM调制，文献［13］提出了一种混合调制策略，将阶梯波调制与PWM调制相结合，使高压器件和低压器件协同工作，该方法控制下两单元混合CHB逆变器能输出七电平的PWM波，但是该方法存在低压单元直流侧电流倒灌问题。为了解决这个问题，王毅等人在文献［14］中提出了一种混合频率调制策略，通过高压单元参与低频PWM调制的办法解决了直流侧电流倒灌的问题。文献［13］给出了混合级联七电平逆变器SHEPWM方法，消谐波效果好，输出电压波形质量高。

本文以Ⅲ型混合CHB逆变器为研究对象，提出了一种改进的混合调制策略，通过高压单元参与低频PWM调制和低压单元工作在高频的调制方式对逆变器进行控制，以得到九个电平的输出相电压波形。该方法能够实现完全的PWM调制，不会出现一般混合调制时出现的超调现象，而且还能够消除相电压和线电压的低频次谐波，改善波形质量，最后通过仿真和实验研究验证了本文所提出的调制方法的正确性和可行性。

1 混合CHB逆变器拓扑结构及其工作原理

Ⅲ型混合CHB逆变器A相拓扑结构如图1所示，该拓扑由一个直流源为3E的GTO/IGCT全桥电路和一个直流源为E的IGBT全桥电路级联而成。一个单元工作在高压、低开关频率工作模式下，另一个单元工作在低压、高开关频率工作模式下。逆变器A相输出电压与开关状态如表1所示。

图1 混合级联CHB逆变器拓扑Fig.1 HybridcascadedCHBinvertertopology

表1 逆变器A相输出电平与开关状态Table1 Outputlevelandswitchingstatesofinverter

2 混合调制策略及改进

传统的调制策略是将阶梯波调制与PWM调制相结合，利用IGCT电压阻断能力强、开关频率低和IGBT电压阻断能力弱、开关频率高的特点。IGCT逆变器采用阶梯波调制，工作在基频；IGBT逆变器采用PWM调制，工作在高频。表2以直流侧电源电压分别为3E和E为例，给出各个级联单元输出电压和逆变器输出相电压的状态变化情况。

表2 混合调制原理Table2 Theprincipleofhybridmodulation

a←→b∶在a和b之间切换

但是该方法只能实现部分PWM调制，在相电压输出为-E～-2E和E～2E时不能实现PWM调制，其调制原理如图2所示。将IGCT逆变器（H1单元）的调制信号umA1与±1相交可得到H1单元V11、V21、V31、V41的触发信号，H1单元的输出电压为uH1。再用umA1减去uH1可得IGBT逆变器（H2单元）的调制信号umA2。然后umA2再与两个三角载波ucr1、ucr1-相交得到H2单元V12、V22、V32、V42的触发信号，H2单元输出的电压为uH2，将uH1和uH2叠加得到逆变器A相相电压uAN。

图2 混合调制策略原理图Fig.2 Theprinciplediagramofhybridstrategy

由图2可见，采用混合调制策略能够实现混合CHB逆变器九电平的相电压输出，但是这种方法无法实现高压单元的全PWM调制，在部分区段出现了调制波幅值大幅超过载波幅值的超调现象。这将导致逆变器输出电压波形的谐波含量有所增加。针对这一问题，本文采用了一种改进的混合调制策略，其调制原理如表3所示。

表3 改进混合调制原理Table3 Theprincipleofimprovedhybridmodulation

a←→b∶在a和b之间切换

改进混合调制策略通过引人三角载波对高压单元进行调制，使得高压单元输出PWM波。再利用调制信号umA1减去压uH1所得到高压单元的调制信号umA2与两个三角载波ucr2、ucr2-相交，以得到低压单元V12、V22、V32、V42的触发信号。具体情况如图3所示。

图3 改进混合调制原理图Fig.3 Theprinciplediagramofimprovedhybridmodulation

由图3可见，该策略减小了调制波umA2的幅值，降低了调制波与载波的超调程度，改善了逆变器输出电压波形质量。

3 仿真研究

3.1 混合调制仿真

采用混合调制策略控制时输出电压仿真结果如图4所示。低压模块直流源电压为1kV，高压模块直流源电压为3kV，调制度ma=0.93，三角载波频率fc=1500Hz，输出相电压频率fm=50Hz，载波比mf=30。相电压uAN及线电压uAB波形如图4所示。

uAN和uAB的频谱分析分别如图4（a）和（b）所示，uAN的谐波成分主要集中2mf附近，如2mf±3、2mf±7等，但是3次、5次、7次谐波的含量较高，其THD为12.17％。uAB中不包含3的倍数次谐波，但是5次和7次谐波含量也比较大，其THD为9.88％。

图4 仿真电压波形Fig.4 Simulationvoltagewaveforms

图5 相电压和线电压频谱图Fig.5 Spectrumsofphasevoltageandlinevoltage

从图5中还可以看出，uAN的波形在正负半周的中间峰值部分出现近似方波，这是由于调制度ma增大后，H2单元的调制信号超过了载波的峰值而出现的超调现象。

3.2 改进混合调制仿真

采用改进混合调制策略时输出电压仿真结果如图6所示，低压模块直流源电压为1kV，高压模块直流源电压为3kV，调制度ma=0.98，三角载波频率fc=2000Hz，输出相电压频率fm=50Hz，载波比mf=40。

由图6可见，与一般混合调制策略相比，相电压uAN波形在高调制度的情况下，其正负峰值部分都没有出现超调的现象，依然可以得到标准的PWM波。对应的线电压uAB的波形也没有再出现局部方波的情况。

图6 仿真电压波形Fig.6 Simulationvoltagewaveforms

相电压uAN和线电压uAB的频谱分别如图7（a）和（b）所示，改进混合调制策略下uAN和 uAB的频谱也主要分布在2mf附近，但是像3次、5次和7次等谐波基本上都被消除了，uAN和uAB的谐波含量THD分别为14.53％和12.47％。

图7 相电压和线电压频谱图Fig.7 Spectrumsofphasevoltageandlinevoltage

改进的混合调制策略在保证了逆变器输出电压波形质量的同时，降低了低频次谐波含量，改善了电机类负载低速时的调速性能，具有较好的实际应用价值。

4 实验研究

为了进一步验证混合频率载波调制法方法的正确性，本文搭建了一个Ⅲ逆变器实验平台。该平台采用DSP（TMS320F2812）为控制器，A3120作驱动，开关管选择MosfetIRFIZ24N，输人直流侧电压为24V，输出电压频率50Hz，负载电阻为50Ω，电感为0.95mH。图8和图9分别给出uAN和uAB的实验波形图及其频谱图。

图8 相电压和线电压实验波形Fig.8 ExperimentwaveformsofuAN和uAB

图9 相电压和线电压频谱图Fig.9 Spectrumsofphasevoltageandlinevoltage

由实验波形可以看出，本文采用的改进混合调制策略对Ⅲ型混合级联多电平逆变器的控制效果理想，完全能够实现全PWM调制，输出的uAN和uAB波形不会出现超调现象，能够消除低频次谐波，改善电机低速调速时的性能。

5 结论

本文针对于Ⅲ型混合CHB逆变器，提出了一种改进的混合调制策略，并进行了仿真及实验验证，得到以下结论∶

1）新型改进混合调制策略可以消除Ⅲ型混合CHB逆变器输出相电压及线电压波形中的低频次谐波，同时还能避免大调制度时的超调现象。

2）改进混合调制策略能够改善电机类负载低速时的调速性能和间接拓展III型混合CHB逆变器的调制度，并且可以在其它类型的混合型逆变器拓扑上进行应用。

∶

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（编辑∶张诗阁）

Improvedhybridmodulationtechniqueforhybrid cascademulti-levelinverter

YEMan-yuan，LISong
（SchoolofElectricalandElectronicEngineering，EastChinajiaotongUniversity，Nanchang330013，China）

∶AimingatproblemsthatoutputphasevoltageandlinevoltagewaveformsofIIIhybridcascaded multi-levelinverterincludinglowfrequencyharmonicsandovermodulationphenomenon，animproved hybridmodulationstrategywaspresented.Apairoftriangularcarrierwaveformsandmodulationwaveform wasusedtoproducePWMwaveofhigh-voltagecell，thenthedifferenceofmodulationwaveandPWM waveofhigh-voltagecellwasusedtoproducePWMwaveoflow-voltagecell.Simulationandexperiment resultsshowthatthetotalharmonicelimination（THD）ofIIIhybridcascadedmulti-levelinverterphase voltageandlinevoltageare14.53％and12.47％respectively，andharmonicsdistributesonbothsides with2mf.

∶hybridcascadedmultilevelinverters；hybridmodulation；overmodulation；totalharmonics elimination；spectrumanalysis

∶TM46

∶A

∶1007-449X（2015）11-0039-06

∶2015-01-04

∶国家自然科学基金（51167006）

∶叶满园（1978—），男，硕士，副教授，硕士生导师，研究方向为电力电子与电力传动；

李 宋（1977—），女，硕士，副教授，研究方向为电力电子技术、智能检测。

∶叶满园

DOI∶10.15938/j.emc.2015.11.006