IGCT-NPC/H 桥型变流器换流过程研究

孔德宏 李崇坚 朱春毅,2 王成胜,2 杨琼涛,2

（1.冶金自动化研究设计院 北京 100070 2.混合流程工业自动化系统及装备技术国家重点实验室 北京 100071）

1 引言

大功率及超大功率电力电子变频装置在能源和电能变换中起着重要作用，广泛应用于国民经济的各个领域，特别是在大型油气输送、液化天然气以及抽水蓄能发电等变频装置中[6]。这些装置的容量在20～150MW，电压也可以达到10kV 以上，而单个功率开关器件的耐压等级有限，为了实现高电压输出，当前有两个解决方法:①采用功率器件串联的半桥式逆变结构，即钳位型多电平逆变器；②采用功率单元串联叠加的级联式逆变结构。前者存在一个重要的问题是直流侧电容分压的均压问题，但多个开关器件串联时这个问题会更加复杂，难以解决。级联式逆变器又包括2H 桥级联和多H 桥级联，两个二电平半桥臂组成的逆变桥叫做一个功率单元，两个功率单元串联组成变频器的单相输出单元，叫做2H 桥级联；同理，多个功率单元串联组成变频器的单相输出单元，叫做多H 桥级联[1-5,7]。H 桥级联虽具有结构简单、控制方法简单、输出波形谐波含量少等优点，但需要的独立直流电源的数量多。NPC/H 桥型变流器是集合这两种方法优点的一种拓扑结构，在一定程度上克服了直流侧分压电容电压不平衡问题，控制算法相对简单，需要的独立电源数量少。

国家“863 计划”项目“7.5MV·A IGCT 变流器系统研制”的项目组已成功研制了基于IGCT 元件的7.5MV·A 高压大功率三电平交-直-交变流器[7]，本文以该项目为基础对研制的更大功率的五电平IGCT 变流器的结构进行深入研究，针对NPC/H 桥型变流器的拓扑结构特点分析比较，研究了NPC/H桥型变流器的工作原理及其换流过程和数学模型，分析了杂散电感对换流过程的影响、中点电压漂移问题和换流过程中的IGCT 过电压问题。

2 NPC/H 桥型变流器的拓扑结构

NPC/H 桥型变流器一些独有的特点，促进了它在高压大功率传动系统中的应用。NPC/H 桥型变流器单相拓扑结构如图1 所示。每一相NPC/H 桥型五电平变流器需要8 个功率开关器件（S1～S8）和相应的8 个反并联二极管，直流侧的两个串联直流电容的中点连接到各个半桥臂的两个钳位二极管（见图4 VDc1～VDc4）的中点。

图1 NPC/H 桥型变流器单相拓扑结构Fig.1 Single-phase NPC/H bridge inverter topology

NPC/H 桥型变流器是从三电平NPC 变流器的拓扑结构发展而来的，但是相对于三电平NPC 变流器，NPC/H 桥变流器具有一些优点。NPC/H 桥变流器输出相电压VAN、VBN和VCN有5 个电压等级，而不是NPC 变流器的三个，这样就减少了输出电压的dv/dt 和THD。由于没有了开关器件的串联，所以消除了器件的动态和静态均压的问题[8]。

NPC/H 桥型变流器输出相电压有五种不同的取值:Vdc、Vdc/2、0、-Vdc/2、-Vdc。两个电容电压通过冗余状态的选择保持电压平衡，当输出相电压为Vdc、0 和-Vdc时，电流不会通过中性点，因此，不会破坏两电容上的电压平衡。然而，当输出相电压为Vdc/2 和-Vdc/2 时，电流流过中性点，两个电容存在充放电的过程，由于上下两个半桥臂电气不对称会导致两个电容的电压不平衡。因此NPC/H 桥型变流器仍有中点电压不平衡的问题[7]。

3 NPC/H 桥变流器功率器件开关状态

NPC/H 桥型变流器和NPC 三电平变流器的换流过程基本相同，共有14 种换流过程，其中8 种属于“强迫换流”，6 种属于“自然换流”。在实际工程中，IGCT 有开通延时和关断延时，为防止在换流过程中同时发生短路，需要有一定的开通和关断死区时间Δt，因此，S1和S3之间，S2和S4之间，S5和S7之间，S6和S8之间开关驱动脉冲之间都需要添加死区。假设负载为感性负载（电阻比电抗要小得多，即Xd>>Rd），由于换流过程短暂，所以在换流过程中的负载电流iload为恒定值。

NPC/H 桥的IGCT 的开关状态不同，负载电流方向和大小不同，桥臂上的电流路径也不相同。此处以A 相NPC/H 桥为例对逆变器的换流过程进行分析。由于负载为感性负载，换流过程短暂，所以假设换流的瞬间负载电流为一恒定值。先定义逆变器NPC/H桥IGCT 的开关状态，见表1 所示[8]。

表1 没有列出死区时间内的开关状态及其电压水平，在换流过程分析时会同时考虑死区时间对换流过程的影响。IGCT 开关状态切换时要保证最少的IGCT 开关动作，即变流器状态切换时，IGCT 只有一对开关器件动作。因此，单相NPC/H 桥的开关状态的转换路径如图2 所示。

表1 NPC/H 桥IGCT 开关状态Tab.1 NPC/H bridge IGCT switching state

图2 NPC/H 桥的开关状态的转换路径和电压分布Fig.2 NPC/H-bridge switching state of the conversion paths and voltage distributions

4 NPC/H 桥换流过程分析及其杂散电感对换流过程的影响

以 1100 ⇒0100 ⇒0000 开关状态切换的换流过程为例分析。图3 所示是触发信号和期望输出的电压波形，Δt 等于IGCT 触发信号的延迟时间加死区时间。

图3 IGCT 触发信号和期望输出的电压波形Fig.3 IGCT trigger signal and the desired output voltage waveforms

假设负载上电流为正。图4 所示为负载电流为正时换流过程的流程图。

在t1时刻之前，变流器处于1100 状态，负载电流由上半桥臂流向下半桥臂。t1时刻触发S1关断，S1开始表现为电阻特性，阻值开始增大，流经 S1的电流开始减小，由于负载为感性负载，负载电流Iload保持不变，此时钳位二极管VDc1正向偏置导通，流经VDc1的电流从零开始增大，S1的端电压开始增大。此时形成了包含直流侧电容Cd1、缓冲吸收电路电感Ls1、上桥臂杂散电感Lss1、S1、钳位二极管VDc1和中点杂散电感Lssm的换流回路（如图4a所示的粗短虚线）。

在S1关断的瞬间，iS1减小，iVDc1增大，杂散电感Lss1、Lssm和缓冲吸收电路电感Ls1会产生很大的感应电压。因此，如果杂散电感和缓冲吸收电路电感过大，该换流过程可能导致S1过电压损坏。在换流过程的S1的端电压如式（1）所示。

在S1强制关断过程中，由于缓冲吸收电路电感Ls1（仿真实验取值为5.76e-6H）较大，流经Ls1的电流是一个缓慢下降的过程，流经S1的电流iS1则急剧降低，存在流经缓冲吸收回路的二极管 VDs1和电容Cs1的电流，电容Cs1充电，Cs1的端电压开始增大。此时形成了包含电容Cs1、缓冲吸收电路二极管VDs1、上桥臂杂散电感Lss1、S1、钳位二极管VDc1和中点杂散电感Lssm的小换流回路（如图4a所示的长细虚线）。当流经Cs1的电流等于0 的时刻，电容Cs1的端电压最大，该换流路径消失。随后，电容Cs1的开始放电，流经Cs1的电流为负。

由于电容Cd1（仿真实验取值为4.7mF）很大，电容Cs1取值为10μF，即Cd1>>Cs1，整个换流过程中电容Cd1的端电压基本保持不变。在t1时刻之前,电容Cd1和电容Cs1的端电压相等。根据上述分析，触发S1关断之后电容Cs1的端电压开始逐渐增大，因此存在流经缓冲吸收回路的吸收电阻Rs1的电流流向直流侧电源。此时形成了包含电容Cs1、缓冲吸收电路吸收电阻Rs1、直流侧电容Cd1的放电回路（如图4a 所示的点画线）。在整个换流过程中，电容Cs1的端电压UCs1大于电容Cd1的端电压UCd1，因此整个换流过程中该放电回路一直存在。

当iS1=0 时，换流结束，此时负载电流的路径如图4b 所示，该换流过程的状态方程为式（2）。

当t2时触发S3开通，输出电压和负载电流路径没有变化，这个过程为自然切换过程，变流器进入0100 开关状态，1100⇒0100 换流结束。

下面分析0100⇒0000 换流过程。在t3时刻之前，变流器处于0100 状态，负载上电流为正,负载电流由上半桥臂流向下半桥臂。当t3时刻触发S2关断，S2开始表现为电阻特性，阻值开始增大，流经S2的电流开始减小，负载电流Iload保持不变，此时反并联二极管VD3、VD4正向偏置导通，流经VD4的电流从零开始增大，S2的端电压开始增大。此时形成了包含直流侧电容Cd2、中点杂散电感Lssm、钳位二极管VDc1、S2、VD3、VD4、下桥臂杂散电感Lss2和缓冲吸收电路电感Ls2的换流回路（如图4c所示的粗短虚线）。

在S2关断的瞬间，iVDc1减小，iVD4增大，杂散电感Lss2、Lssm和缓冲吸收电路电感Ls1会产生很大的感应电压。因此，如果杂散电感和缓冲吸收电路电感过大，该换流过程可能导致S2过电压损坏。在换流过程S2的端电压如式（3）所示。

在S2强制关断过程中，由于缓冲吸收电路电感Ls2（仿真实验取值为5.76μH）较大，流经Ls2的电流是一个缓慢下降的过程，流经 VDc1、S2的电流iVDc1则急剧降低，存在流经缓冲吸收回路的二极管VDs2和电容Cs2的电流，电容Cs2充电，Cs1的端电压开始增大。此时形成了包含电容Cs21、中点杂散电感Lssm、S2、钳位二极管VDc1、S2、VD3、VD4、臂杂散电感Lss2和缓冲吸收电路二极管VDs2的小换流回路（如图4c 所示的虚线）。当流经Cs2的电流等于0 的时刻，电容Cs1的端电压最大，该换流路径消失。随后，电容Cs1的开始放电，流经Cs1的电流为负。

由于电容Cd2（仿真实验值取为4.7mF）很大，电容Cs2取值为10μF，即Cd2>>Cs2，整个换流过程中电容Cd2的端电压基本保持不变。在t3时刻之前,电容Cd2和电容Cs2的端电压相等。根据上述分析，触发S2关断之后电容Cs2的端电压开始逐渐增大，因此存在流经缓冲吸收回路的吸收电阻Rs2的电流流向直流侧电源。此时形成了包含电容Cs2、缓冲吸收电路吸收电阻Rs2、直流侧电容Cd2的放电回路（如图4c 所示的点画线）。在整个换流过程中，电容Cs1的端电压UCs1大于电容Cd1的端电压UCd1，因此整个换流过程中该放电回路一直存在。

图4 负载电流为正的1100⇒0100⇒0000 换流过程Fig4 The 1100⇒0100⇒0000commutationprocess when the load currentis negative

当idc1=0 时，换流结束，此时负载电流的路径如图4d 所示，该换流过程的状态方程为式（4）。

当t4时触发S4开通，输出电压和负载电流路径没有变化，这个过程为自然切换过程，变流器进入0000 开关状态，0100⇒0000 换流结束。

5 仿真验证

为验证上述分析，利用Matlab/Simulink 2011b 进行了仿真分析，建立基于IGCT 的五电平NPC/H 桥型变流器仿真电路和相应的SPWM 控制系统，整流采用12 脉波二极管整流，输出直流电压±2 500V，逆变侧输出频率50Hz，载波频率为500Hz。仿真分两种情况:①不考虑换流回路中的杂散电感的换流过程分析（如图5、图7 所示）；②考虑换流回路杂散电感的换流过程分析（如图6、图8 所示）。

首先分析1100⇒0100 和0100⇒0000 的不考虑杂散电感的换流过程，如图5、图6 所示，流经关断的IGCT 的电流先是急剧降低，然后缓慢下降，而相应的另一换流电流路径的电流则先急剧降低，然后缓慢下降，仿真结果与上述分析一致。但是，整个换流过程中，流经缓冲吸收回路电感的电流与流经IGCT 的电流不一致，表明在缓冲吸收回路中存在一个电流较大的电流回路释放缓冲吸收回路电感的感应电压，即由缓冲吸收回路电感、二极管和放电电阻组成的电流回路，在整个换流过程中始终存在。

图5 负载电流为正的1100⇒0100 换流过程的仿真波形Fig.5 The 1100⇒0100 commutation process simulation waveform when the load current is negative

图6 负载电流为正的0100⇒0000 换流过程仿真波形Fig.6 The 0100⇒0000 commutation process simulation waveform when the load currentis negative

分析1100⇒0100 和0100⇒0000 的考虑杂散电感的换流过程，如图7、图8 所示，换流过程中，触发关断的IGCT 存在两个电压尖峰，初期，主导IGCT 过电压的是杂散电感，后期导致IGCT 过电压的主要是缓冲吸收回路的缓冲电感，即由缓冲吸收回路电容的端电压过高，导致触发关断的IGCT 过电压。在换流过程中，换流回路的杂散电感不会引起缓冲吸收回路的电容过电压。

图7 负载电流为正的1100⇒0100 考虑杂散电感的换流过程仿真波形Fig.7 The 1100⇒0100 commutation process simulation waveform with stray inductance when the load current is negative

图8 负载电流为正的0100⇒0000 考虑杂散电感的换流过程仿真波形Fig.8 The 0100⇒0000 commutation process simulation waveform with stray inductance when the load current is negative

6 NPC/H 桥换流过程

NPC/H 桥换流过程状态见表2。不同开关状态下NPC/H 桥的换流路径如图9 所示。

7 结论

多电平变流器拓扑中，NPC/H 桥变流器是集合了级联H 桥和二极管钳位型多电平变流器的优点，在一定程度上克服了直流侧分压电容电压不平衡问题，控制算法相对简单和需要独立电源数量少，是一种很有前途的拓扑结构。本文分析了单相NPC/H桥变流器换流过程及其直流侧杂散电感对换流过程的影响，推导出的换流过程的数学模型，以及由于杂散电感导致的IGCT 过电压的数学模型，并得到以下结论:

表2 NPC/H 桥换流过程状态列表Tab.2 NPC/H bridge converter process status list

图9 IGCT 不同开关状态NPC/H 桥的换流路径Fig.9 The IGCT different switching state NPC/H bridge commutation path

（1）负载电流不为零时，由于杂散电感和缓冲吸收电感产生的感应电压，在IGCT 上诱发瞬时高压。为降低由于杂散电感引起的瞬时高压，尽量选择电气长度小的换流路径。

（2）本文第6 节表明，两个相同的开关状态切换，负载电流的方向不同，电流中的换流路径也不同，形成的换流回路也不同。

（3）在一个换流过程中，形成两个换流回路和两个放电电流回路。其中小换流回路在流经缓冲吸收回路电容的电流为零时刻结束，其他的在整个换流过程始终存在。

（4）换流过程中，触发关断的IGCT 存在两个电压尖峰，初期，主导IGCT 过电压的是杂散电感，后期导致IGCT 过电压的主要是缓冲吸收回路的电感，即由缓冲吸收回路电容的端电压过高，导致触发关断的IGCT 过电压。在换流过程中，换流回路的杂散电感不会起缓冲吸收回路的电容过电压。

本文描述了所有可能的换流过程和换流路径。所做的理论研究对于研制基于IGCT 高压大功率五电平NPC/H 桥变流器具有一定的指导意义和价值。

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