光接入网络中的数字信号处理技术

余建军

采用先进的数字信号处理（DSP）技术，在发射机和接收机分别引入预处理和后处理，以提高光接入网络的频谱效率并延长传输距离。研究了一种基于光超奈奎斯特（Super-Nyquist）滤波的类9状态正交振幅调制（9QAM）信号多模均衡（MMEQ）后端DSP算法，使用这种方案，能够有效提高频谱效率，实现了频谱效率高达4 bps/Hz的正交移相键控（QPSK）信号传输；还研究了一种基于数字Super-Nyquist信号前端预处理的方案，此方案的优点是不需要光预滤波即可达到相同的频谱效率。使用一个采用直接调制激光器（DML）、直接探测和数字均衡技术的高速无载波幅度相位-64状态正交振幅调制（CAP-64QAM）系统，在20 km标准单模光纤（SSMF）上实现了创纪录的60 Gbit/s CAP-64QAM信号传输；使用相干探测，实现了速率高达100 Gbit/s的64状态正交振幅调制-正交频分复用（16QAM-OFDM）实时传输系统，解决了实时OFDM信号处理中的关键问题。

数字信号处理；高频谱效率；超奈奎斯特；相干光传输

In this paper， we investigate advanced digital signal processing （DSP） at the transmitter or receiver side for signal pre-equalization and post-equalization in order to improve the spectrum efficiency （SE） and transmission distance in an optical access network. A novel DSP scheme for this optical super-Nyquist filtering 9 QAM like signals based on multi-modulus equalization without post filter are proposed and experimentally demonstrated， which directly recovers the Nyquist filtered QPSK to a 9-QAM-like signal. With this technique， SE can be increased to 4 bits/s/Hz for QPSK signals. A novel digital super-Nyquist signal generation scheme is also proposed to further suppress the Nyquist signal bandwidth and reduce channel crosstalk without using optical pre-filtering. Only optical couplers are needed for super-Nyquist WDM multiplexing. We extend the DSP for short-haul optical transmission networks by using high-order QAMs. We propose and experimentally demonstrate a high-speed CAP-64 QAM system using direct modulation laser based on direct detection and digital equalization. Decision-directed least mean square is used to equalize the CAP-64QAM. Using this scheme， we generate and transmit up to 60 Gbit/s CAP-64QAM over 20 km stand single-mode fiber based on the DML and direct detection. Finally， several key problems are solved for real time OFDM signal transmission and processing. Using coherent detection， up to 100 Gbit/s 16 QAM-OFDM real-time transmission is realized.

digital signal processing； high spectrum efficiency； super-Nyquist； coherent optical transmission

在长距离骨干网及短距离接入网中，随着云计算、社交媒体和移动数据业务的迅速发展，因特网和个人业务的带宽需求以每年30%到60%的速度持续增长。业务带宽的增长趋势与降低单位比特成本的需求相结合，更加突显了高速光传输接口和高频谱效率技术的重要性。以速率为100 Gbit/s的长距离系统为例，将单载波偏振复用的正交相位键控（PDM-QPSK）调制格式与相干探测的数字信号处理技术（DSP）相结合，已经被证明是一种成功的解决方案。另一方面，能够提供高频谱效率传输的技术也被广泛研究，并可归结为两个主要方向，即降低频谱带宽需求以及增加调制阶数。前者采用光域或电域滤波的频谱整形技术，也被称为奈奎斯特（Nyquist）或超奈奎斯特（Super-Nyquist）技术；后者采用多阶调制格式，如32状态正交振幅调制（32-QAM）、64状态正交振幅调制（64-QAM），甚至更高阶的正交振幅调制（QAM）[1-26]。由于受到各种因素限制，这两类技术都依赖于发射机或接收机的先进数字信号处理，主要的限制因素包括对激光器频偏的高敏感度、相位噪声、符号间干扰（ISI）以及各种信道内和信道间损伤。endprint

采用高阶调制格式是实现高频谱效率的最简单方案，但这种方案具有高损伤代价、高接收机灵敏度要求、覆盖距离变短等问题。16-QAM信号需求的光信噪比（OSNR）比正交相位键控（QPSK）高了6 dB，并会随着星座点的增加呈指数增长。对于光纤传输，光纤的非线性限制了入纤功率，从根本上限制了OSNR。另一方面，高频谱效率调制格式的星座点欧氏距离更小，对光纤非线性的容忍度更低。在最新的实验[27]中，位于BER=10-3处的OSNR代价达到8 dB，而QPSK实现只有1 dB左右。因此，针对高阶QAM格式的先进DSP算法研究十分重要。与QPSK不同，高阶QAM信号的偏振解复用、频偏和相位恢复都需要新的处理方案。在场地实验中，速率为512 Gbit/s的双载波16-QAM信号在色散补偿光纤中传输了734 km的极限距离，并在200 GHz频带间隔中传输10 Gbit/s信号[28]。这些结果表明，采用16-QAM和64-QAM格式来增加频谱效率的方法具有非常大的挑战性。因此，基于高阶QAM的高谱效率传输，由于在相同比特率下有更小的电带宽，在OSNR要求高的短距离光网络中显示出更好的系统性能。

另一方面，随着高频谱效率相干探测和DSP的发展，基于奈奎斯特波分复用（N-WDM）和超奈奎斯特波分复用（SN-WDM）的频谱整形技术在100 Gbit/s的长距离传输领域成为了研究热点。目前研究表明，QPSK调制格式能最好地兼顾频谱效率和传输距离。因此，通过频谱整形技术实现N-WDM或SN-WDM来增加PDM-QPSK系统的频谱效率，成为了未来长距离大容量光传输网络中有前景且高效率的解决方案[11-21]。然而，滤波整形及DSP会引起码间串扰（ISI）、信道间串扰和噪声放大，严重影响系统性能[11-16]。使用恒模算法（CMA）等线性均衡算法时，信号频谱中的高频噪声和信道间串扰都会加强。为了补偿其带来性能损伤，需要能实现噪声抑制和多符号探测判决的额外处理。在文献[11-16]的工作中，使用了一种延时相加的后端滤波器来抑制增强的噪声。此外，还引入1比特最大似然序列估计（MLSE）来均衡ISI损伤。但是问题并没有完全解决。首先，虽然包含后端滤波器的恒模均衡（CMEQ）算法已被广泛地应用于100 GHz以上的光Nyquist和Super-Nyquist传输[14-16]，但包括载波恢复在内的部分DSP模块仍然会受到噪声和串扰的影响。其次，集成度不高且价格昂贵的波长选择开关（WSS）不容易集成到传统光收发机，特别是在多信道系统中。此外，滤波中心窗口的不稳定性可能会导致系统性能的严重恶化。因此，我们使用了高采样率和高模拟带宽的数模转换器（DAC），通过DAC中数百个抽头的数字滤波器实现频谱整形。这种方案不增加额外设备并且参数容易重新设置，可以与发射机中倾斜校正等其他功能整合，波分复用（WDM）信道也可通过光耦合器实现复用。

本文主要研究了光接入网络中的高频谱效率和长距离传输数字信号处理（DSP）算法。在长距离传输方面，分别研究并演示了基于后处理（接收机端）和预处理（发射机端）的超奈奎斯特波分复用系统（WDM）系统。提出并验证了一种基于光Super-Nyquist滤波的类9-QAM信号多模均衡（MMEQ）DSP方案，通过级联多模算法（CMMA）直接从类9-QAM信号中恢复出QPSK信号[29-30]。此外，针对双二进制信号（QDB）信号，在不同滤波带宽、载波间隔和传输距离的条件下，研究并比较了带有后滤波的CMEQ方案以及MMEQ方案的系统性能，实现了频谱效率到达4 bps/Hz的QPSK信号传输。同时，提出了一种新的数字Super-Nyquist信号产生方案，这种方案可以有效抑制Nyquist信号带宽，降低信道串扰，并且不需要预滤波。产生的Super-Nyquist 9-QAM信号的频谱比普通Nyquist QPSK信号更为压缩，WDM信道复用只需要光耦合器来实现。采用此方法，除去20%软判决前向纠错码（FEC）开销后，净频谱效率也可达到4 bps/Hz。我们还结合高阶QAM调制技术，将数字信号处理应用于短距离光传输网络，提出并实验验证了基于直接调制激光器（DML）、直接探测和数字均衡的高速无载波幅度相位-64状态正交振幅调制（CAP-64-QAM）系统。其中，使用基于判决反馈的最小均方算法（DD-LMS）来均衡CAP-64-QAM信号。采用此方案，基于DML和直接探测技术，我们成功产生了高速CAP-64-QAM信号，并在20 km标准单模光纤（SSMF）上传输了创纪录的60 Gbit/s速率。最后本文将介绍基于数字信号处理的实时相干系统的最新研究进展。

1 光超奈奎斯特信道中基

于MMEQ的后处理算法

光域Super-Nyquist整形可以通过4阶超高斯窄带滤波实现，如波长选择开关（WSS）[11-16]。对于符号率为Rs的PM-QPSK信号，我们采用3 dB带宽小于或等于Rs的滤波整形设备来实现QDB频谱整形。由于滤波效应，4点QPSK信号在星座点上变为类9-QAM信号。

与QPSK信号相比，QDB信号的频谱更窄并且旁瓣被抑制。传统的Nyquist信号一般通过带宽与符号率相等的升余弦函数产生，这里，我们使用3 dB带宽低于信号波特率的滤波器，提出了一种达到Super-Nyquis频谱效率极限的方案。基于光高斯滤波从QPSK信号中产生Super-Nyquist滤波类9-QAM信号WDM信道的原理如图1所示。

DSP模块流程如图2所示。图2（a）和图2（b）显示了两种不同处理方案的DSP模块流程。文献[11-16]广泛应用了基于恒模算法（CMA）和后滤波的恒模均衡（CMEQ）算法，而文献[29-30]介绍了我们最近提出的MMEQ方案。对于有后滤波的CMEQ，接收到的信号先被恢复成QPSK，然后通用延时相加后滤波转换为类9-QAM信号来抑制噪声。而在MMEQ方案中，我们使用CMMA算法将QDB信号恢复成3个模的类9-QAM信号，再通过一种改进的载波相位恢复算法直接得到9-QAM信号。详细的DSP算法见文献[29]。经过每个DSP模块处理后的信号星座图如图2所示。利用MMEQ算法处理QDB滤波信号的主要优势在于，自适应MMEQ抽头的频率响应对高频部分有压缩效应，与CMEQ相比可以避免噪声和串扰带来的性能恶化。图2（c）显示了使用3 dB带宽为22 GHz的QDB滤波时，采用不同处理方案的信号频谱图。可以看到，经过CMEQ算法之后，±Rs/2附近的高频部分被恢复的同时，噪声和串扰也随之加强。然而，经过基于CMMA的MMEQ算法处理后，噪声和串扰被明显抑制。被抑制的噪声主要是高频部分附近的信道内噪声，如放大自发辐射噪声（ASE）和ISI噪声。因此，在基于CMEQ算法的方案中，需要在载波相位恢复之后加入后滤波来抑制噪声和串扰[11-16]，但其中的一些DSP模块，如载波相位恢复过程仍然会处于噪声和串扰的影响下。与之相比，采用MMEQ算法，在DSP的初始阶段就很好地抑制了噪声和串扰，从而带来更好的系统性能。endprint

为了比较CMEQ和MMEQ算法对噪声和串扰抑制的滤波容忍性，我们设计了一个28 Gbaud的QDB滤波的8信道PM-QPSK实验。该实验系统传输速率为8×112 Gbit/s，信道间隔为25 GHz。传输光纤为单模光纤（SMF-28），由10段88 km的循环光纤环路组成，平均损耗为18.5 dB，色度色散（CD）为17 ps/km/nm。每段的88 km光纤传输前都加入一个EDFA用来补偿光纤损耗。此外，光纤环中还接入一个编程控制的WSS，作为光带通滤波器来抑制ASE噪声。此WSS具有4阶高斯频谱特性，3 dB带宽为2.2 nm。在接收端，使用一个3 dB带宽为0.34 nm的可调带通滤波器（BPF）来选择需要测量的子信道，并采用偏振和相位分集的零差相干探测。发射机和接收机中本振（LO）的外腔激光器（ECL）线宽约为100 kHz，平衡光电二极管（BPD）的3 dB带宽为42 GHz，BPD中每个光电二极管的工作平均光输入功率从-20 dBm到13 dBm变化。接收到的信号功率为3 dBm，光混频器前经预放大的LO的功率为20 dBm。采样率为80 GSa/s、带宽30 GHz的数字采样示波器用于模拟数字转换（ADC），相邻信道的串扰会在ADC后被抑制，不需要在离线处理中加入额外的滤波器。

结果表明，MMEQ比带有后滤波的CMEQ方案有更好的BER性能，因为MMEQ方案有更好的噪声和串扰抑制效果。当滤波器的带宽为20.1 GHz时，采用MMEQ方案时，BER=1x10-3所对应的OSNR大约为16.5 dB，与后滤波CMEQ方案相比有1 dB改善。此外，MMEQ方案明显改善了对噪声和串扰的滤波容忍性，25 GHz QDB信号的最大传输距离可达到2 640 km；然而对于后滤波CMEQ，在低于FEC限的BER下最大传输距离约为2 000 km。因此，相比后滤波的CMEQ方案，MMEQ方案有更好的传输性能，在BER为3.8×10-3时传输距离增加了32%。

2 数字超奈奎斯特产生和

处理中的预处理算法

图3显示了基于DAC的Super-Nyquist 9-QAM信号与普通Nyquist QPSK信号在产生原理上的不同。普通的Nyquist滤波时，只需要一个平方根升余弦（SRRC）滤波器来产生Nyquist脉冲。然而，当信道间隔小于符号速率时，超出信道间隔的带宽会导致严重的串扰，如图3所示。为了实现Super-Nyquist传输，我们增加了一个低通滤波器（LPF）来产生Super-Nyquist脉冲。通过这种方式，信号频谱被进一步压缩以减少信道串扰。在我们的方案中，低通滤波器可以通过双二进制（QDB）延时相加实现，其传递函数的z变换为：

HQDB（z）=1+z-1 （1）

上述低通滤波器可以通过2抽头的FIR滤波器实现，将QPSK转化为9-QAM信号[11-16]。通过QDB和SRRC滤波器的级联，Super-Nyquist数字滤波器在时域可以表示为：

HSN（t）=hQDB（t）hSRRC（t） （2）

其中，hSRRC（t）是SRRC滤波器的时域脉冲响应，具体见文献[17-20]；hQDB（t）是公式（1）中QDB滤波器的脉冲响应。

图4（a）和（d）分别是基于SRRC的普通Nyquist滤波器和基于级联QDB和SRRC滤波器的Super-Nyquist滤波器的时域脉冲响应，其中，SRRC的滚降系数设置为0。可以看到，Super-Nyquist数字滤波器与传统Nyquist滤波器相比，谐振更少且收敛更快。图4（b）和（e）显示了传统的Nyquist QPSK 2电平基带信号和Super-Nyquist 9-QAM 3电平基带信号的眼图。图4（c）和（f）分别显示了Nyquist QPSK和Super-Nyquist 9-QAM信号的电功率频谱。可以看到，与Nyquist信号相比，Super-Nyquist信号的功率谱被严重压缩，频谱旁瓣也被很大程度地抑制，3 dB带宽小于0.5倍波特率。

3 采用直接探测和高级

数字均衡技术的

CAP-64-QAM短距离传输

如第一部分所分析的，基于高阶QAM的高频谱效率传输，由于其在给定比特率下有更小的电带宽，在OSNR要求较高的短距离光网络中显示出了更好的性能。另一方面，随着接入网和数据中心互联光链路等短距离通信带宽需求的快速增长，如何增加传输容量成为了研究热点[5-6]。考虑到成本和复杂度，采用高阶调制格式的强度调制和直接探测（IM/DD）是一种普遍应用的可行方案[5-6，31-41]。许多基于IM/DD的调制技术已经被提出，如QAM-副载波调制（SCM）[5-6]，脉冲幅度调制（PAM）[31]，离散多音（DMT），正交频分复用（OFDM）[32-33]以及无载波幅度相位调制（CAP）[34-41]。

研究表明，基于IM/DD的CAP结构可以在保证良好性能的前提下降低复杂度，仅使用DML、垂直腔表面发射激光器（VCSEL）和带宽有限的光电器件等低成本原件，依然能够提供较高的数据传输速率[34-42]。与QAM-SCM[5-6]和OFDM[32-33]相比，CAP不需要电域的复数到实数转换、复杂的混频器、射频源和光同相正交（I/Q）调制器，同时也省去了OFDM信号调制和解调过程中的离散傅里叶变换（DFT）[40]。文献[35-42]展示了多种基于CAP的光通信系统。文献[38]证明多频带CAP-QAM可以有效提高短距离通信的带宽。

在文献[42]中，提出了基于CAP-16-QAM和CAP-64-QAM的系统，但其比特率分别只有2 Gbit/s和2.1 Gbit/s。在文献[40]中，使用基于CMMA的数字均衡器来均衡CAP-16-QAM信号的ISI，并取得了良好性能。然而，高阶调制格式的CAP系统，如速率高达数十吉比特每秒的CAP-64-QAM并没有被演示，其对应的数字均衡技术也没有深入研究。因此，我们提出并实验验证了一种基于DML、直接探测和数字均衡技术的高速CAP-64-QAM系统。endprint

图5显示了采用DML、直接探测和数字均衡的CAP M-QAM系统发射机和接收机原理。CAP贝尔实验室首先提出了CAP这种适合短距离通信的多阶多维调制格式[34-43]，这种调制格式与QAM信号类似，但不需要射频源。二维CAP可以通过图5中的两个正交滤波器fI和fQ实现。原始比特序列先被映射为M-QAM的复数符号（M是QAM的阶数），随后，为了匹配整形滤波器的采样率，映射后的复数符号经过上采样处理，整形滤波器的采样率由数据波特率和DAC采样率共同决定。两路滤波器的输出合并后，进行DAC处理，形成S（t）用来驱动DML。接收端采用直接探测，经过ADC后的信号被送入两个匹配滤波器来分离同相和正交分量。下采样之后，经过线性均衡器和M-QAM解调过程，即可得到原始的比特序列。

fI（t）、fQ（t）表示一对正交的匹配滤波器对，MfI（t）、MfQ（t）是其对应的整形滤波器，这两对滤波器在发射机和接收机组成了希尔波特（Hilbert）对。两个正交滤波器可以通过乘以sin和cos函数的平方根升余弦脉冲来构建，具体见文献[43]。因此，匹配滤波器对的关系为：MfIn（t）=fIn（-t）和MfQn（t）=fQn（-t）。由于滤波器的正交性，同相和正交数据可以通过正交匹配滤波器得到。为了准确地恢复同相和正交数据，CAP解调中的同步非常重要，因为匹配有限冲击响应滤波器（FIR）的时间错误会引入严重的ISI[40-42]。由于最合适的采样点难以判断，采样时间点的偏差将会使得后续信号被ISI和同相正交间的串扰严重影响，从而导致星座点的模糊和相位旋转。

因此，在下采样之后，需要使用一个线性均衡器来处理复数信号，经QAM解码后得到原始信号。在我们的系统中，正交滤波器和匹配滤波器都通过数字FIR滤波器实现，抽头长度分别为T-OFL和R-MFL。如文献[40]中所分析的，FIR滤波器的抽头长度决定了滤波器的时域脉冲形状和频率响应，FIR滤波器的抽头长度对系统性能的影响也在实验中进行了讨论。

在之前的工作中，采用了ISI均衡和相位恢复算法相结合的两级均衡方案来均衡CAP信号，具体过程为先用CMA进行预收敛，再用CMMA算法实现ISI均衡。然而对于高阶CAP-QAM信号，由于QAM中环的间隔一般小于符号间最小间隔，CMMA均衡效果不甚理想。之前的研究已经证明，对于高阶QAM信号，DD-LMS可以实现比CMMA更好的SNR性能[22]。另一方面，因为CMA的收敛原则是基于符号的模值，是一种独立于相位的算法，所以还需要在CMMA之后再进行额外的相位恢复来均衡串扰。

因此，我们提出了一种新型的DSP算法来均衡CAP-QAM信号中的ISI和串扰：在CMA预收敛之后，使用一个基于DD-LMS的一级均衡器来调整FIR滤波器的抽头系数。图6（a）和图6（b）显示了DD-LMS算法的结构和原理。用于CAP信号均衡的FIR滤波器是一种T/2间隔的蝶形自适应数字滤波器结构。与相干光系统中采用的DD-LMS不同，FIR滤波器的4个时域抽头系统都是实数。ZI（n）和ZQ（n）分别表示滤波器在n次均衡后的同相和正交信号输出。DI（n）和DQ（n）是同相和正交信号的判决结果。虽然同相和正交信号输入独立，但每个输出与两个输入都相关。DD-LMS的错误函数可以被表示为：

eI，Q（n）= DI，Q（n）- ZI，Q（n） （3）

其中eI（n）和eQ（n）是同相和正交信号的错误函数，4个实数值的FIR滤波器hii、hiq、hqi和hqq在判决后由错误函数进行更新：

hii（n）=hii（n-1）+μeI（n）rI（n） （4）

hqi（n）=hqi（n-1）+μeI（n）rQ（n） （5）

hiq（n）=hiq（n-1）+μeQ（n）rI（n） （6）

hqq（n）=hqq（n-1）+μeQ（n）rQ（n） （7）

通过此方法，同相和正交信号的ISI和串扰都可以被消除。

我们通过仿真比较了CMMA和DD-LMS两种方案。对CAP-64-QAM信号的均衡效果，如图6（c）和图6（d）所示。图6（c）显示了CMMA和DD-LMS两种均衡方案的采样偏差与相位旋转的关系，此时的上采样率是8 Sa/符号。可以看到，时钟偏差引入的相位旋转无法通过CMMA补偿，需要在CMMA之后进行额外的相位恢复处理。然而使用DD-LMS算法，接收信号的相位得到了的正确恢复，因为DD-LMS对相位信息十分敏感。图6（d）表示在不同均衡方案下，接收信号的Q值与SNR的关系。结果表明，对于CAP-64-QAM信号，DD-LMS比CMMA算法的Q值更高。因为对于CAP-64-QAM信号，DD-LMS的错误函数基于符号间间隔，而CMMA是基于环间间隔，QAM的环间距离一般小于最小符号间隔，所以DD-LMS算法表现出了更好的性能。

上述结果表明，我们提出的利用DML、直接探测和改进的DD-LMS均衡的CAP-64-QAM系统具有很强的可行性。

4 基于数字信号处理的

实时相干系统

我们首次实现了单光源传输速率100 Gbit/s的偏振复用16-QAM-OFDM相干光实时传输系统[44]。OFDM信号频谱效率高，频谱资源可以动态分配，并且能够有效的抵抗光纤传输中的色散，是业内一直在研究的高级调制格式。实验装置如图7所示。实验中激光器波长为1 548.53 nm，激光器线宽小于100 kHz。DAC产生的16-QAM-OFDM信号经过电放大后驱动光的IQ调制器。DAC取样速率为62.895 GSa/s。在OFDM调制中FFT尺寸为1 024，其中256个子载波载数据，8个子载波载导频信号，第一个子载波置零，其他子载波均置零。实验中采用DFT-spread技术在信号子载波中均匀分配信噪比和减小峰均比，并采用频域内的滑动平均（ISFA）的方式来消除信道估计中光纤信道中的噪声的影响，以此提高系统的误码性能。经过反傅立叶变换后，24个取样点用来做循环前缀。接收端的ADC取样速率为41.93 GSa/s，带宽为16 GHz。DAC和ADC分辨率分别为8比特和6比特。用来做FPGA的芯片型号分别为EP4S100G和的6VSX475 FPGA[44]。图7中给出了DAC和ADC照片，信号光谱和电谱图以及FPGA的寄存器传输级的流程图。在无电色散补偿的情况下，100 Gbit/s偏振复用16-QAM-OFDM经过200 km传输后误码率小于3.8×10-3。endprint

5 结束语

本文主要研究了光接入网络中高频谱效率和长距离传输的数字信号处理（DSP）算法。为了提高QPSK信号的频谱效率，提出并研究了两种基于发射端预处理和接收端后处理的Super-Nyquist WDM算法。提出并验证了一种基于光Super-Nyquist滤波的类9-QAM信号多模均衡（MMEQ）DSP方案，通过级联多模算法（CMMA）直接从类9-QAM信号中恢复出QPSK信号。此外，针对双二进制信号（QDB）信号，在不同滤波带宽、载波间隔和传输距离的条件下，研究并比较了带有后滤波的CMEQ方案和MMEQ方案的系统性能。同时，提出了一种新型的数字Super-Nyquist信号产生方案，进一步压缩Nyquist信号带宽，减少信道串扰，并且不需要光预滤波。采用这种方案，产生的Super-Nyquist 9-QAM信号的频谱与普通Nyquist QPSK信号相比要更为压缩，并且只需要光耦合器就能进行Super-Nyquist WDM信道复用，净频谱效率达到4 bps/Hz（除去20%软判决FEC开销）。我们还将高阶QAM的数字信号处理算法拓展到短距离光传输网络，提出并实验验证了基于DML、直接探测和数字均衡的高速CAP-64-QAM系统。DD-LMS被用来均衡CAP-64-QAM信号。采用此方案，我们成功产生并实现了基于DML和直接探测的60 Gbit/s CAP-64-QAM的20 km标准单模光纤传输。我们首次实现了单光波传输速率100 Gbit/s的实时相干光偏振复用16-QAM-OFDM传输系统。在实时系统的数字信号处理算法中，我们创新地提出通过只比较信号的符号位，将复杂的浮点乘法优化为简单的异或操作，大大降低了时域同步和频偏估计的算法复杂度。通过采用无信号失真的DFT-spread技术来降低OFDM信号的峰均功率比（PAPR），并采用频域内的滑动平均（ISFA）的方式来消除信道估计中光纤信道中的噪声的影响，以此提高系统的误码性能。我们的研究成果为信道速率高达100 Gbit/s的局域网实时传输技术提供了可靠的备选方案。

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