一种双向功率电力试验电源

范彦琨，毛行奎

(福州大学电气工程与自动化学院，福建 福州 350108)

1 引言

电力试验电源广泛应用于发电厂、变电站及大中型工业企业，为现场继电保护试验工作提供了可靠、稳定、方便的直流试验电源，为提高继电保护试验工作的质量，保障人身、设备安全提供了可靠保证[1]。

本文设计的双向功率电力试验电源既可作为标准的继电保护试验电源;又可作为便携式直流电源屏，为二次设备提供可靠的直流电源;由于其能量双向流动的特性，还可作为蓄电池充放电仪来使用，达到一机多用的目的。既减少了设备种类，又节约了成本;其将能量回馈电网功能，与传统的耗能式蓄电池放电仪相比，实现了能源的重复利用，符合当今社会节能环保的需求。仿真研究初步验证了理论分析的正确性和该方法的可行性。

2 电路拓扑

双向功率电力试验电源拓扑如图1所示。该拓扑为前级单相可逆PWM整流器、后级双向桥式高频隔离DC/DC变换器的两级结构，其中开关管S1-S12为有反并联二极管的IGBT管，L1为交流侧电感，Cd为直流母线支撑电容，Lr为谐振电感，Cr为隔直电容，Lf为输出滤波电感，Cf为储能电容，T为高频隔离变压器。

3 工作原理及控制策略

本设计前后两级通过电容Cd解耦，下文中为了便于说明，可对前后级拓扑单独进行分析。下面对图1所示双向功率电力试验电源拓扑的前后级分别进行具体分析。

3.1 单相可逆PWM整流器

前级单相可逆PWM整流器拓扑如图2所示。其运行方式矢量图如图3所示。可以看出，只要调节Uab与Uac的相位角，使电网电流基波分量与电网电压相位相同或相反，即可使变换器工作在整流或者逆变状态，实现功率双向流动[2]。

图1 双向功率电力试验电源拓扑

图2 单相可逆PWM整流器

图3 不同运行模式矢量图

单相可逆PWM整流器的控制目标为使直流母线电压稳压，实现功率双向流动，并使网侧电流正弦化且功率因数可调。因此采用外环直流电压、内环交流电流双环控制，控制系统结构简图如图4所示。直流电压给定信号Ud*与实际直流母线电压采样值Ud对比，其差值经比例积分调节后作为直流电流指令信号Im，与标准正弦波相乘后作为交流电流给定信号Ia*，与实际交流电流信号Ia相比较后经比例积分调节，与三角载波比较产生PWM信号。有时为了实现电流的快速控制，电流内环也可采用比例调节器。

图4 单相可逆PWM整流器控制系统结构简图

3.2 双向全桥DC/DC变换器

双向全桥DC/DC变换器的控制目标为实现输出直流电压110～250V、电流0～10A可调，同时能够实现功率逆向流动。由图1可知，当能量从一次侧流向二次侧时，只需驱动全桥DC/DC变换器的S5～S8管，S9～S12管不加驱动，其反并联二极管作为整流二极管，电感Lf为滤波电感。通过改变输出电压、电流基准，即可实现输出电压、电流平稳可调;当需要能量逆向流动时，驱动S9～S12管，封锁S5～S8管，电感Lf为升压电感。因此，变换器正向工作为电压型(Buck)全桥电路，逆向工作时为电流型(Boost)全桥电路[3－5]。

桥式变换器有单极性、双极性和移相三种控制方式，移相控制易实现零电压开通(ZVS)。变换器正向工作时一次侧全桥采用移相控制方式，如图5所示。

超前臂实现ZVS的条件为:

式中，td为超前桥臂S1和S2之间的死区时间;C为开关管DS端电容;Vd为输入端电压;ip为变压器原边侧电流。

滞后臂实现ZVS的条件为:

式中，Lr为谐振电感;C为开关管DS端电容;n为变压器匝比;Ud为输入端电压;iLf为变压器副边侧流过滤波电感的电流。

图5 移相控制主要波形

逆向工作时二次侧全桥采用双极性控制[6]，如图6所示。S9～S12同时导通时，电感Lf储能;S9、S12或者S8、S11同时导通时，能量从二次侧传递到一次侧。当电感电流断续时候，输出电压与输入电压比还和负载电流相关。为了维持一定的输入输出比，占空比系数改变非常大，导致变换器在低输入电流时失控。故应以临界电流作为最小电流来设计电感。

输入电流连续时的最小值(临界)为:

式中，I2min为逆变工作时二次侧临界电流;D为占空比;U2为二次侧电压;T为开关周期。

可求得电感值应大于:

图6 双极性控制主要波形

4 关键参数设计

双向功率电力试验电源的主要设计指标为:

输入电压:220Vac±20%，50Hz。

输出电压:110～250VDC。

输出电流:0～10A。

4.1 全桥高频变压器设计

次级桥式整流的全桥变压器磁芯双向磁化，磁芯和线圈利用率高。为了满足输入电压纹波和宽输出电压要求，变压器的变比应按照最低输入电压和最高输出电压来选择。

移相控制存在副边占空比丢失，设副边最大占空比为0.85，可求得副边电压为:

式中，Usec(min)为副边电压;U2(max)为最大输出电压;Ud为整流二极管压降;ULf为输出电感上的直流压降;Dsec(max)为副边最大占空比。

故变压器原副边变比为:

其中Ud(min)为最低直流母线电压。

根据输出功率选择EE55磁芯，两组并用。选择开关频率为30kHz，工作磁通密度为0.15T，则副边匝数为:

其中Ae为磁芯有效截面积;Bm为最高工作磁密。

故原边匝数为:

4.2 隔直电容设计

由于开关管导通时间不可能完全一致，加在变压器原边绕组上的交流电压含有直流分量，产生直流磁化电流并可能造成磁路饱和。加入隔直电容可以避免变压器直流磁化。隔直电容Cb和输出滤波电感Lf串联谐振，为了使其充电为线性，取谐振频率为开关频率的1/4，则隔直电容大小为:

5 仿真验证

为了验证方案的可行性，用Saber软件分别对PWM可逆整流器和双向桥式DC/DC变换器进行了仿真。仿真参数为:Uac=220Vac/50Hz，Ud=380VDC，fs=30kHz，L1=2mH，R=0.05Ω，Cd=1680μF;Lr=35μH，Cr=0.22μF，Np:Ns=20:15，Lf=500μH，Co=2000μF，Po=2.5kW。

PWM可逆整流器整流状态仿真波形如图7所示，由图可见输入电流很好地跟踪了输入电压，功率因数高。逆变状态仿真波形如图8所示，电流和电网电压同频率，相位差180°。电压型全桥电路仿真波形如图9所示，可以看出开关管实现了ZVS。电流型全桥电路仿真波形如图10所示，当同一桥臂开关管同时导通时，电感储能，电感电流上升;当斜对角开关管导通时，一次侧向二次侧传递功率，电感电流下降。仿真结果均与上文分析吻合。

图7 整流状态电网电压、电感电流波形

图8 逆变状态电网电压、电感电流波形

图9 原边电压电流、S2管Vgs、Vds波形

图10 S9、S10管 Vgs、电感电流波形

5 结论

本文提出了一种双向功率电力试验电源，并对其工作原理和控制策略进行分析，仿真结果证明了方案的可行性。该试验电源能够替代多种设备，节省了企业采购成本;具有APFC功能，减少了对电网的谐波污染;并且实现功率的双向流动，实现了绿色能源变换。

[1]李景丰.关于高频开关电力直流操作电源系统的论述[J].电源世界，2005(9)：59 －61.

[2]易映萍，浣喜明，蔡子亮，等.单相高频PWM整流逆变能量回馈控制方法的研究[J].电气应用，2005(10)：92 －94.

[3]童亦斌，吴峂，金新民，等.双向DC/DC变换器的拓扑研究[J].中国电机工程学报，2007，27(13)：81 －86.

[4]鲍谚，姜久春，张宏韬，等.电动汽车与电网能量交互的双向变流器拓扑研究[J].中国电机工程学报，2012，23(31)：50 －58.

[5]H.L.Chan，K.W.E.，D.Sutanto.“A phase-shift Controlled Bi-directional DC-DC Converter”，1999 IEEE 42nd Midwest Symposium on Circuits and Systems，723 －726.