一种Flyback-Boost非隔离型高增益直流变换器

袁义生，胡盼安，伍群芳

(华东交通大学电气学院，江西南昌330013)

一种Flyback-Boost非隔离型高增益直流变换器

袁义生，胡盼安，伍群芳

(华东交通大学电气学院，江西南昌330013)

提出一种Flyback变换器与Boost变换器相结合的非隔离型高增益直流变换器。该变换器中的Flyback变换器变压器原边电感和Boost变换器电感共用，Flyback变换器的开关管和Boost变换器开关管共用，Flyback变换器的输出和Boost变换器的输出串联，变压器漏感能量能够回馈到Boost变换器的输出，从而获得高增益高效率特性。电路具有结构简单、开关器件电压应力减少的优点。详细分析了拓扑工作原理、电压增益与效率特性。制作了一台100kHz开关频率/80W负载/24V输入/200V输出的实验样机，样机在轻载下可达到91.6%的效率，实验波形验证了理论分析的正确性。

反激变换器;Boost变换器;高增益;组合变换器

1 引言

在小功率的光伏或燃料电池发电系统［1-3］中，因为电池电压很低，通常需要电压增益高达10倍以上的直流变换器将其升压后经逆变器输出。由于系统输入功率有限，使得变换器的工作效率尤其重要，因此适合中小功率的高增益高效率的直流变换器研究成为关键问题。经典Boost变换器要实现高电压增益需宽占空比导通，然而宽占空比导通、高压输出下二极管反向恢复会造成严重的开关损耗及电磁干扰等问题;高匝比的反激变换器可以实现高电压增益，但在低压输入高压输出的场合原边匝数少，漏感大，需箝位电路限制开关器件电压应力，能量不能高效地传输。

针对传统变换器应用在新能源低压供电系统中的问题，国内外学者提出了多种高增益变换器［4-12］。传统耦合电感变换器可提高电压增益，但带来电压应力和效率等问题。文献［7］通过耦合电感叠加在Boost变换器的输出以提高电压增益，而且其开关管漏源电压等级保持不变，但其输入电流断续需并联大电容滤波。文献［8-12］针对耦合电感Boost变换器电压应力问题提出有源箝位、交错并联等方法，可以有效限制开关管电压应力，利用漏感能量实现高增益高效率变换，但电路结构和控制变得复杂，可靠性降低［13］。

文献［14，15］提出Boost与Flyback相结合的变换器(Boost-Flyback Converter，BFC)，相当于Flyback变换器变压器原边电感和Boost变换器电感共用。本文在单路BFC的基础上结合文献［16］提出的减少能量重复传递的思想，即部分输入功率通过旁路直接到输出，提出一种Flyback-Boost非隔离型高增益直流变换器。该变换器保留了传统Flyback变换器器件数目少、电路结构简单的优点，与文献［14］所提变换器一样都采用传统PWM控制调节输出电压，但本文所提变换器电压增益和效率更高。文献［15］采用两路交错BFC可以得到较高电压增益的变换器，该变换器在断续电流模式(Discontinued Current Mode，DCM)下采用变频控制可以实现开关管零电压开通，使得工作效率更高，但开关管零电压开通的实现要求变换器工作在DCM模式，这使得其在小功率的场合应用复杂化，且输出电压不可调节。

本文所提变换器将输入电压串联到输出电压，既可以减小功率器件的尺寸又可以提高电压增益，在利用漏感能量的同时减少开关电压应力，提升电路效率。变换器有连续电流模式(Continued Current Mode，CCM)与断续电流模式两种工作模式，本文详细分析了CCM模式下变换器的工作过程和性能，对比CCM与DCM两种模式并得到电路的外特性方程和曲线，然后用实验验证理论的正确性。

2 拓扑结构与工作模态分析

2.1 拓扑结构

Flyback-Boost非隔离型高增益直流变换器拓扑结构如图1所示。变压器原副边绕组匝数为Np与Ns，原边励磁电感和励磁电流为Lm与im，原边漏感和原边电流为Lk与ip;开关管Q输出电容为Cs，漏源电压为uds;Flyback变换器输出整流管为D1、电容为C1，流经电流分别为iD1与iC1;Boost变换器输出整流管为D2、电容为C2，流经电流分别为iD2与iC2;输入电压、电流为Uin与iin;输出电压、电流为Uo与Io。

图1 Flyback-Boost非隔离型高增益直流变换器Fig．1Non-isolated Flyback-Boost DC-DC converter with high gains

2.2 工作原理及模态分析

稳态分析前，先作如下假设:①系统处于稳态状态，变换器工作于CCM模式;②输出电容C1、C2和C3足够大，输出电压Uo与输出功率Po为固定值，输入电压Uin在允许范围内变化;③开关周期为T，占空比为D;④开关管与二极管均为理想器件，导通压降为0。

在此前提下变换器一个开关周期T内有7个工作模态，主要工作波形及主要模态工作电路示意图分别如图2和图3所示。

图2 主要波形示意图Fig．2Main operation waveforms

(1)模态1［t0～t1］:等效电路如图3(a)所示。t0时刻之前，开关管Q关断，iD1减小但不为零;t0时刻，开关管Q导通，由于励磁电感和漏感的存在，D1继续导通，此阶段加在漏感Lk上的电压为uC1/n+ Uin，即:

励磁电流im等于原边电流ip与副边折射到原边的电流niD1之和，即:

由式(1)～式(3)得到iD1的表达式:

经Δt1之后，即t1时刻iD1下降到零，二极管D1反向截止，励磁电流下降到最小值im(min)，此模态结束，由式(4)可得:

图3 主要模态等效电路Fig．3Equivalent circuits of main operation stages

(2)模态2［t1～t2］:此阶段励磁电流和原边电流相等，且在输入电压Uin的作用下线性增加，到t2时刻，开关管Q关断，im由最小值im(min)上升到最大值im(max)，变化量为Δim1，即:

(3)模态3［t2～t3］:t2时刻，开关管Q关断，励磁电流im和原边电流ip对开关管输出电容Cs充电，uds上升。

(4)模态4［t3～t4］:t3时刻之后，uds满足n(uds－Uin)＞uC1，输出二极管D1导通，励磁电感通过D1将能量传递至电容C1，此阶段uds继续上升。

(5)模态5［t4～t5］:等效电路如图3(b)所示。t4时刻，uds＞uC2+Uin，二极管D2导通，漏源电压uds箝位为uC2+Uin，原边电流开始迅速转移到D2支路上，经很短的时间到t5时刻，原边电流全部转移到D2支路，iD2上升至最大值。

(6)模态6［t5～t6］:忽略励磁电流与原边电流对开关管输出电容Cs充电时间和能量，认为t5时刻im与ip峰值相等，ip在电压uC1/n－uC2的作用下线性下降，而im则继续通过D1将能量传递到副边，在电压uC1/n的作用下线性下降，有:

经Δt2，即t6时刻iD2下降到零，漏感能量全部释放完毕，二极管D2自然关断，不引起反向恢复问题，而iD1上升至最大值im(t6)/n，由式(10)可得:

联立式(8)、式(12)和式(13)可得:

(7)模态7［t6～t7］:等效电路如图3(c)所示。t6时刻，开关管漏源电压被箝位在uC1/n+Uin，而励磁电感Lm继续按照式(11)传递能量，直到t7时刻，开关管Q重新导通，则有:

在t7时刻之后，励磁电流再经Δt1下降达到最小值，变化量为Δim2，有:

在稳定状态下，Δim1=Δim2，联立式(8)和式(17)可得:

3 性能分析

性能分析前，进一步假定:①输入电流iin平均值为Iin，电容电流iC1、iC2的平均值为IC1、IC2;②开关关断的时间内，iD1、iD2的平均值分别为ID1、ID2;③稳态状况下电容C1和C2放电电流相等。

3.1 下降时间

稳态状况下电容C1和C2放电电流相等，因此，通过D1和D2传递给C1和C2的电荷在一个周期内也应相同，用QC1(in)、QC2(in)和QC1(out)、QC2(out)分别代表一个周期内电容C1和C2充放电电荷，则有:

联立式(5)、式(12)、式(15)、式(19)与式(20)可得到Δt1与Io、Δt1与Δt2关系式，见式(21)和式(22)，Δt1与Io、Δt2与Io的关系曲线如图4所示。

3.2 电压增益

为了简化分析，下文均忽略漏感Lk的影响。在开关管Q开通期间内，有如下关系式:

图4 Δt1、Δt2与Io关系曲线Fig．4Relationship of Δt1and Io，Δt2and Io

在开关管Q关断期间内，有如下关系式:

由式(24)可得:

稳态状态下，根据安秒平衡原理，一个开关周期内，流过电容C1和C2的电流平均值为零，于是有:

由式(26)可得:

稳态状态下，根据伏秒平衡原理，一个开关周期内，励磁电感存储的能量等于释放的能量，则有:

可得电压增益:

传统反激变换器电压增益:

从电压增益关系式来看，改进后的电路等效于励磁电感为Lm的反激变换器、电感值为Lk的Boost变换器与输入电压在输出端的串联，图5给出了n =6.8时本文所提变换器与传统反激变换器电压增

图5 电压增益曲线Fig．5Curves of voltage gain

益与占空比的关系曲线。

3.3 工作效率

Flyback-Boost变换器效率

传统反激变换器效率

由式(32)可得到UoIo表达式，将其代入式(31)，且0＜η＜1，0＜ηf＜1，有:

3.4 CCM模式临界条件

上述分析都是基于电路工作在CCM模式，假设反激部分效率为1，iD1、im平均值为ID1与Im，则

电路工作在CCM模式，励磁电流需满足:

临界电流表达式:

当D=0.5时，Ioc有最大值Iocm:

于是，式(36)可写成:

3.5 DCM模式及其与CCM模式比较

DCM模式下D1的电流波形如图2中i'D1，其由峰值下降到零的时间为tf。同理，按照上文推导过程可得电路的外特性方程:

外特性方程简化为:

外特性曲线如图6所示，图中虚线是临界曲线，由式(38)所描述，虚线左侧为DCM区域，右侧为CCM区域。可以看出电路工作在DCM模式比CCM模式电压增益更高，但在DCM区域特性刚度很差，负载电流变化时所引起占空比调节范围很大，因此DCM只能用在负载变化很小的小功率场合。由于DCM模式电压增益高于CCM模式，从式(33)可以看出，在DCM模式下效率也相对CCM模式要高一些。

图6 电路的外特性曲线Fig．6External characteristic curves of circuit

4 实验验证

在实验室试制了一台额定功率80W的样机。实际输入电压20～30V(额定24V)，额定输出电压200V;开关管Q:IRFP250N;D1、D2:MUR860;C1=C2=C3=47μF;变压器磁芯EER28，原边励磁电感Lm=119.2μH，原边漏感Lk=2.4μH，匝比n=6.8;开关频率100kHz。

满载情况下得到的主要实验波形如图7和图8所示。图7(a)为开关管Q的驱动波形ugs、漏源电压uds以及原边电流ip。图7(b)为原边电流ip、反激输出二极管D1电流iD1及Boost输出二极管D2电流iD2。图8为输入电压Uin、输出电压Uo、输出电流Io及漏源电压uds。可以看出，增加的二极管D2有效地箝位了漏源电压，提高了电压增益，并且在开关关断之前电流iD2自然下降到零，不引起反向恢复问题。实验波形与理论分析完全一致，验证了理论分析的正确性。

图7 驱动电压ugs，漏源电压uds，原边电流ip，二极管电流iD1、iD2实验波形Fig．7Experimental waveforms of ugs，uds，ip，iD1and iD2

图8 输出电压Uo，输出电流Io，输入电压Uin，漏源电压uds实验波形Fig．8Experimental waveforms of Uo，Io，Uinand uds

额定输入电压下变换器的效率测试曲线如图9所示。从效率测试曲线可知，变换器由轻载到满载均达到了91%以上的效率，半载下效率达到了最高点(92.3%)。

图9 效率曲线Fig．9 Efficiency curve

5 结论

提出一种Flyback-Boost非隔离型高增益直流变换器，通过增加一个电流自然到零的二极管构成Flyback与Boost相结合的变换器;该变换器具有电路结构简单、电压应力小、高增益高效率等优点，非常适合用于中小功率的光伏或燃料电池发电系统作为前级升压电路。详细分析了电路的工作过程，实验波形与理论分析吻合。

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Non-isolated Flyback-Boost converter with high gains

YUAN Yi-sheng，HU Pan-an，WU Qun-fang
(College of Electrical and Electronics Engineering，East China Jiaotong University，Nanchang 330013，China)

A non-isolated converter with high gains consisting of a Flyback converter and a Boost converter is proposed．The Flyback converter and the Boost converter share a power switch and an inductor．The output of the Flyback converter is in series with the output of the Boost converter．The energy of leakage inductance of the transformer of the Flyback converter can feedback into the output of the Boost converter．The proposed converter can achieve high gains and high efficiency．Its advantages include simple construction and reduced voltage stress of power switch．The theory is analyzed，and the characteristic of voltage gains is derived．One prototype with 100kHz switching frequency，80W rated load，24V input voltage and 200V output voltage，is tested．Its efficiency reaches 91.6%under 15W，and the test waveforms verify the theoretical analysis．

Flyback converter;Boost converter;high voltage gains;combined converter

TM46

A

1003-3076(2014)11-0013-07

2013-03-23

国家自然科学基金(51467005)、江西省自然科学基金(20142BAB206025)、江西省专利技术研发引导与产业化示范(20133BBM26077)资助项目

袁义生(1974-)，男，江西籍，副教授，博士，研究方向为电力电子系统及控制技术;胡盼安(1989-)，男，湖南籍，硕士研究生，研究方向为电力电子及电力传动。