一种改进型不对称半桥变换器的仿真研究

张 红

(湖南理工学院 计算机学院,湖南 岳阳 414006)

引言

在当今社会,各种电子设备广泛应用于工农业生产中,因此提高电子设备的供电系统效率、节省能源和降低电子设备对大气环境的污染是人们不可忽视的问题.对于电子设备广泛应用的供电设备—开关电源,其中开关电源中应用非常广泛的不对称半桥变换器主要应用于输出功率不超过一千瓦的小功率应用场合,但是普通不对称半桥变换器存在的缺点是上下管不对称,使得上下管开关条件不一致,导致变压器效率低下以及软开关失败等问题[1～4].针对不对称变换器存在的缺点,本文研究了一种改进型的不对称变换器,详细分析了其工作原理并在Pspice中进行了仿真验证.

1 改进型不对称半桥变换器的工作原理

图1为普通的不对称半桥变换器,主开关S1和S2分别接在直流输入电源Uin,另外主开关S1和S2的中点B连在变压器的初级绕组一端,变压器次级绕组连在开关S2的A点,其中主开关S1和S2在一个周期内轮流导,通其详细的工作原理见参考文献[1].本文研究了一种新的不对称半桥电路,是由传统不对称变换器改进得到的.在图1的传统不对称半桥变换电路中增加两个辅助元器件:场效应管 S3和快恢复二极管 D3,由S3和D3构成一个辅助的支路,与主开关管S2所在的电路并联,其具体电路结构如图2所示.

图1 普通型不对称半桥变换器电路图

图2 改进型不对称半桥变换器电路图

改进型不对称半桥变换器的工作原理图由十个阶段组成[3,4],其工作模态和工作波形分别如图3和图4所示[5～7].

(1)Mode1 [t0～t1] 在 t0时刻之前,假设 S3关断,在 t0时刻开通,S1实现零电压PWM开通.S1开通后,变压器原边ip电流降低为零然后反向升高.这个时候初级绕组电流ip折算到次级绕组的等效电流是低于i1,因此变压器初级绕组的能量还不能向次级绕组传递,次级绕组会出现占空比丢失现象,此时电路有如下关系式:

(2)Mode2 [t1～t2] 当变压器初级绕组电流ip上升到nip大于ip后,整流二极管D1立即导通,同时二极管D2立即关闭.

与Mode1相比,变压器初级绕组电流ip上升率非常平稳,此时有如下关系成立:

设时t=t1,这个时候流过S1管的电流 is1等于Ip,该模态结束时谐振电感的电流iLr为:

(3)Mode3 [t2～t3] t2时刻开关管S1关断,初级绕组电流继续按先前摸态电流继续导通,变压器初级绕组电流iP给电容C1充电,与此同时初级绕组给电容C2放电,UC1不断下降直到零,为S2的零电压开通提供软开关开通条件,与此同时 UC1则上升到Uin,因此S1实现软关断.

(4)Mode4 [t3～t4] 当变换器的电容C2电压降为零时,S2通过自身所并联的二极管导通继续导通,它的作用是保持 UC2为零的状态不变.此时副边为了保持输出电流I0不变,变压器次级绕组D1和D2同时开通,变压器次级绕组可等效短路状态,因此变压器初级绕组的电压全部承受在变压器的漏感上,使得变压器初级绕组的电流ip损耗会减小,从而提高变换器系统的效率.

(5)Mode5 [t4～t5] 在t4时刻S2实现零电压PWM开通,变换器主开关S2开通后,电容C1两端升高电压一直保持为Uin.与此同时变压器初级绕组电流ip降低到零后开始反向,但在原边初级绕组电流ip折算到次级绕组的电流值小于i2期间,次级绕组整流二极管D1和D2仍然同时导通,此时初级绕组不向次级绕组边传递能量,因此有:

(6)Mode6 [t5～t7] 变压器初级绕组电流ip继续增大,当满足nip大于ip的条件时,整流二极管D1关断,变换器只能通过二极管 D2向次级绕组传输能量.当S2开通后,同时开通 MOS场效应管S3.虽然S3开通,但是由于快恢复二极管D3两端施加的电压为反向,因此二极管D3没有导通,该电路没有电流流过.此时有式(7)成立:

(7)Mode7 [t7～t8] 在t7时刻S2关断,变压器初级绕组电流ip给C1放电,同时给C2充电.

(8)Mode8 [t8～t9] 在满足 UC2大于 UCb的条件时,快恢复二极管 D3两端承受受正向电压而导通,变压器初级绕组ip经辅助MOS管S3和二极管D3续流,这样谐振电感电流继续在电路中流通,让S3实现软开关,也就实现零电压PWM开通.

(9)Mode9 [t9～t10] 在t9时刻S3关断,变压器初级绕组电流ip给电容C2和C3充电,给电容C1放电.

(10)Mode10 [t10～t11] 当电容C1两端的电压降为零时,通过S1的体内二极管,将S1两端的电压保持在零,此刻若开通S1,S1将是零电压开关开通.此时,工作状态重新回到Mode1.

图3 改进型不对称半桥变换器电路工作的十个阶段

图4 改进型不对称半桥变换器电路工作波形图

2 电路元器件参数设计

把改进型不对称变换电路用于DC/DC电路,设计指标如下所示:

输入电压:直流380V;

输出电压:直流48V;

最大输出功率:1KW;

开关频率:f = 1 00kHz .

2.1 滤波电感L的计算

滤波电感L的计算可以根据式(8)计算得到[8]:

2.2 输出滤波电容Cf的计算

滤波电容计算公式[7]:

由于不对称变换电路输出电压为48V,实际电路应用选用2200μ F/60V的电解电容进行滤波.

2.3 谐振电感Lr的计算

谐振电感值Lr的计算比较复杂,不但与占空比丢失有关,还与负载的轻重有关,因此实际上谐振电感Lr的选取最后要参考计算值与实际仿真情况来决定,在这里取Lr= 4μΗ.

3 仿真结果及分析

为了验证主电路设计的可行性和参数的选择的正确性,利用 Pspice软件对该主电路进行仿真和分析[9].根据前面的理论计算,最后的仿真参数为:输入电压Vin为直流380V,滤波电感L为30μΗ,滤波电容CO为2200μF,谐振电感Lr为4μΗ,开关频率f为100kHz.

图5为改进型不对称变换电路主开关管S1和S2的漏源电压和漏极电流仿真波形.从图5中可以看出主开关管S1和S2是互补导通,实现了PWM的对称控制,而且两个开关管都是零电压开关PWM开通,成功实现了主开关的软开关,降低了变换器的开关损耗,提高了系统的变换效率.图6为改进型不对称变换电路变压器初级绕组电流和中线AB两点电压的仿真波形,与图4中的理论工作波形基本一致,并且消除了直流偏磁现象.图7为改进型不对称变换电路输出电压仿真波形,从图7中可以输出曲线是平滑的48V直流电压,与理论计算输出电压值结果完全一致,因此验证了改进型不对称半桥变换器理论分析完全正确.

图5 主开关管S1和S2漏源电压波形和漏极电流仿真波形

图6 变压器初级绕组电流和AB两点电压仿真波形

图7 输出电压UO的仿真波形

4 结论

综上所述,通过对普通型不对称半桥变换器和改进型不对称半桥变换器工作原理的对比分析,不对称半桥变换器消除了普通不对称半桥变换器不能采用 PWM 对称控制和存在直流偏磁的现象,而且更容易的使两个开关管更容易实现软开关,最后通过主电路电子器件实验参数的计算,以及在计算机仿真Pspice中的仿真验算,实验结果表明改进型不对称半桥变换器理论分析及数据计算完全正确,为其在电子设备中的广泛应用提供很好的应用前景.

[1] 王兆安,刘进军.电力电子技术[M].北京:机械工业出版社,2009

[2] 杨建宁,谢少军.不对称半桥变换器零电压开通条件的分析[J].电力电子技术,2005,39(3):52～54

[3] 陈云国.改进型不对称半桥变换器的研究[D].南京航空航天大学硕士论文,2008

[4] 邓 焰,何湘宁,钱照明.逆变桥臂无源吸收技术[J].电气传动,2000,5:40～43

[5] 杨海英,谢少军.对称PWM控制ZVS半桥变换器研究[J].电工技术学报,2006,6(21):29～34

[6] 杨海英,谢少军.一种改进PWM控制半桥ZVS变换器研究[J].电源世界,2006,7:41～45

[7] 杨海英.软开关半桥直流变换器研究[D].南京航空航天大学硕士论文,2006

[8] 张占松,蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].北京:电子工业出版社,2004

[9] 吴建强.Pspice仿真实践[M].哈尔滨:哈尔滨工业大学出版社,2001