光伏逆变系统中的ZVS升压变换器

孟建辉， 付超， 石新春， 王毅

(华北电力大学新能源电力系统国家重点实验室，河北保定 071003)

光伏逆变系统中的ZVS升压变换器

孟建辉， 付超， 石新春， 王毅

(华北电力大学新能源电力系统国家重点实验室，河北保定 071003)

针对两级式单相非隔离型光伏并网逆变器的前级电路，研究了一种新型的ZVS(zero voltage switch)Boost升压变换器电路拓扑。通过增加一个开关管、谐振电感、吸收电容及两个二极管组成辅助电路，实现了Boost升压变换器电路中主开关管及所增加的辅助开关管的零电压导通与关断，从而减小了系统的开关损耗。分析了ZVS Boost升压变换器电路拓扑的工作原理，探讨了谐振电感与谐振电容、吸收电容的定量关系及选择条件，对所研究的ZVS Boost电路拓扑进行了软件仿真与实验验证，结果表明该拓扑工作在开关频率为20 kHz、功率为2.5 kW时，所提出的两级式单相非隔离型光伏并网逆变器的整机效率可以达到97.16%。

单相并网逆变器;Boost变换器;软开关电路;谐振回路;零电压开关

0 引言

两级式单相非隔离型光伏并网逆变器以其体积小、成本低、效率高等优点成为光伏并网逆变器的研究热点之一［1－3］。采用前级为Boost升压变换器，后级为桥式逆变电路的两级式拓扑结构，主要作用一是提升及稳定光伏电池输出的电压，因为中小功率的光伏系统，太阳能光伏电池的数量有限，其输出电压较低。二是将最大功率跟踪控制放到前级的升压电路，简单实用。

高效率是两级式单相非隔离型光伏并网逆变器的一个重要要求。而前级Boost升压变换器的开关频率一般为10 kHz以上，其开关损耗对整机系统效率的影响非常大［4－6］。为解决这一问题，近年来国内外提出了许多 Boost软开关的拓扑结构［7－11］，均在一定程度上提高了Boost变换器的转换效率。

针对这一问题，本文研究了一种新型的零电压开关(zero voltage switch，ZVS)Boost变换器［12－13］。在传统Boost电路的基础上增加辅助开关管、谐振电感、吸收电容及续流二极管组成辅助谐振回路，使主开关管及新增辅助开关管均能实现零电压的导通与关断，并将其与H6桥式逆变电路相连，组成所提出的两级式单相非隔离型光伏并网逆变系统。最后，通过Saber软件仿真和样机试验对理论分析结果进行了验证。

1 工作原理

1.1 拓扑结构

图1所示是本文提出的两级式单相非隔离型光伏并网逆变器的整体拓扑结构，其中前级为ZVS Boost升压变换器，后级为高效率且具备漏电流抑制能力的 H6 桥式拓扑［14－15］。

图1 两级式单相光伏并网逆变器电路拓扑结构Fig.1 Circuit topology structure of two-stage single-phase photovoltaic grid-connected inverter

针对后级H6桥式拓扑，文献［14］、文献［15］对其进行了详细的研究，与传统的桥式拓扑相比，它能够有效的抑制漏电流的产生，且续流回路经过的器件数量较少，不经过性能较差的体二极管，具有很高的变换效率与可靠性。

本文所研究的前级ZVS Boost升压变换器，如图1左边虚线框中所示。通过增加的辅助开关模块，主开关管S1和辅助开关管S2能够实现软开关。其中辅助开关模块包括一个辅助开关管(S2)、一个谐振电感(Lr)、一个谐振电容(Cr)、一个吸收电容(C1)、两个续流二极管(D2和D3)。此外，增加的辅助回路不会对前级最大功率跟踪控制造成影响，也不会影响到控制系统的性能［9，11］。本文研究的 ZVS Boost升压变换器拓扑中用到的主要元器件参数如表1所示。其中，V为额定电压，I为额定电流，tr为上升时间，tf为下降时间，trr为反向恢复时间。

表1 ZVS Boost升压变换器主要元器件参数Table 1 Main component parameters of ZVS Boost converter

1.2 工作过程分析

本文研究的应用在两级式单相光伏并网逆变器的ZVS Boost升压变换器可以被分为9种工作模式，各个工作模式的等效电路如图2所示。为了简化所研究变换器的分析过程，本文假设开关器件和无源器件都是理想化的，且输入电压和升压后的电压没有波动。图3表示各种工作模式下一些主要参数的波形图。

1)模式1［t0～t1］。t1之前，S1和 S2均没有导通。电感L1中的能量通过二极管D1传递给输出侧。此时，流过谐振电感Lr的电流是零，谐振电容Cr两端的电压等于升压后的电压，吸收电容C1两端的电压也为零。该工作模式下有

式中:uL1为电感L1两端的电压;UPV为ZVS Boost变换器输入侧的电压;Udc为升压后的直流母线电压。

式中:iL1为流过电感L1的电流;I(t9)为电感L1在t9时刻的电流(下同)。

2)模式2［t1～t2］。t1时刻，辅助开关管 S2导通。S2导通后，Lr的电流从零开始线性增加，D1的电流线性减小。当Lr的电流大小等于L1的电流值时，模式2结束，且此时，D1的电流大小为零。t2时刻，L1的电流减小到其最小值，Lr两端的电压为Udc，电流为

式中，iLr为流过谐振电感Lr的电流。

此外，Lr的电流与L1电流相等时所用时间为

3)模式3［t2～t3］。Lr的电流与 L1的电流相等时，二极管D1自然关断。此时，Lr与Cr开始谐振，Cr通过 Lr、S2开始放电，t3时刻，Cr两端的电压为零，谐振过程结束。谐振电感的电流大小为主电感电流与谐振电感电流的和，即

图2 ZVS Boost升压变换器工作模式等效电路图Fig.2 Equivalent circuit schemes of the operation modes in the ZVS Boost converter

4)模式4［t3～t4］。当Cr两端的电压减小到零时，S1的体二极管自然导通，Lr的电流流过S2及S1的体二极管，它两端的电压几乎为零，也即S1两端的电压为零。此时L1两端的电压为UPV，则流过L1的电流为

5)模式5［t4～t5］。模式4中，S1两端的电压为零。t4时刻，S1在零电压下开通，同时，辅助开关管S2关断。由于吸收电容C1的存在，使得S2两端电压升高的速度变慢，即S2可以实现软关断。该模式下，谐振电感Lr向C1及Cds充电，直至流过Lr的电流为零，其电流表达式为

6)模式6［t5～t6］。t5时刻，谐振电感Lr的电流下降为零，此时Cds经过Lr和S1开始放电，且Lr的电流反向，由于Cds两端的电压小于Udc，因此其电流幅值大小比t2到t3阶段增加的电流值略小。

7)模式7［t6～t7］。当Cds两端的电压下降到零时，S2的体二极管自然导通，Lr的电流经S1和S2的体二极管构成回路。此时，S1两端的电压几乎为零，则主电感L1的电流为

图3 主要参数波形图Fig.3 The waveforms diagram of main parameters

8)模式 8［t7～t8］。t7时刻，S1在零电压下关断，此时Lr中的能量向Cr转移，Cr两端的电压在两个电感的作用下逐渐上升，C1中的能量经过D3传递给输出侧，一定程度上实现了无损吸收。

9)模式9［t8～t9］。t9时刻，Lr中的电流下降为零，C1中的能量完全传递给输出侧。此时有

2 关键参数选择

在本文研究的ZVS Boost软开关电路中，关键的参数有:谐振电容Cr、谐振电感Lr及吸收电容C1。在这些参数的选择上主要考虑主开关管、主二极管及辅助开关管的软开关条件。

2.1 谐振电容Cr

谐振电容Cr的选择主要考虑主开关管S1的零电压导通过程。从模式2开始到模式3结束，所用的时间应该保证至少小于辅助开关管S2导通的时间，其中谐振电感Lr的电流从零逐渐增加到与主电感L1电流值相等的时间为

谐振电感Lr与谐振电容Cr的谐振时间为四分之一的谐振周期［11］，即

假设辅助开关管S1导通的时间是0.1T，则由下式成立

2.2 谐振电感Lr与吸收电容C1

模式5期间，假设此时Lr与C1、Cds的谐振时间为0.02T，谐振电感Lr向吸收电容C1和辅助开关管的输出电容Cds充电，则需满足吸收电容两端的电压不大于Boost升压变换器的输出电压，即下列表达式成立

选择谐振电感Lr与吸收电容的数值时需要考虑下面3个因素:(1)限制辅助开关管的电流上升速率及电压上升速率，从而降低辅助开关管的开关损耗;(2)降低主二极管的反向恢复时间，从而降低由于反向恢复电流引起的损耗;(3)降低辅助谐振回路的谐振时间，从而降低谐振损耗。

根据上面推导出的表达式，可以得到谐振电感Lr与谐振电容Cr、吸收电容C1的关系曲线如图4所示。

图4 Lr与Cr、C1关系曲线图Fig.4 Relations diagram between Lrand Cr，C1

可以看出当谐振电感Lr大小为10 μF时，谐振电容Cr与吸收电容C1的变化趋于稳定。因此可以选择 Cr为 2 nF、C1为 22 nF。再将 Lr、Cr、C1的数值代入式(13)、式(15)，均成立。

因此，根据上面的条件综合考虑，ZVS Boost升压变换器选择的参数如表2所示。其中，在实际设计电路时，谐振电容可以直接用所选MOSFET开关管SPW47N60CFD的输出电容替代，其输出电容的值为2 nF。

表2 ZVS Boost升压变换器的主要谐振参数Table 2 Main resonant parameters of ZVS boost converter

3 仿真分析

针对本文研究的应用在两级式单相非隔离型光伏并网逆变器中的ZVS Boost升压变换器，利用元器件级的仿真软件Saber进行仿真分析，其仿真参数与表2所选参数一致。其中，仿真时间为30 ms，仿真步长1 ns，仿真中所有开关器件型号均与实际选择一致。

图5所示是主开关管两端的电压和电流波形图，图6所示辅助开关管两端的电压和电流波形图。

图5 主开关管S1两端的电压、电流波形Fig.5 The voltage and current waveforms of the main switch S1

图6 辅助开关管S2两端的电压、电流波形Fig.6 The voltage and current waveforms of the auxiliary switch S2

从图5和图6中可以看出，主开关管S1在零电压条件下开通、关断，谐振电容Cr减小了关断损耗。辅助开关管S2在谐振电感Lr作用下，其导通时的电流上升缓慢，减小了开通损耗，关断时，由于吸收电容C1的存在，减少了S2的关断损耗。

图7所示是谐振电感Lr的电流波形图。与理想情况不同的是，由于存在能量的损耗，谐振电感电流在正的最大值和负的最大值时并不能维持一个恒定的值不变，而是有一定的减小的变化趋势。

图7 谐振电感Lr的电流波形Fig.7 The current waveform of the resonant inductor Lr

4 实验验证

为了验证所研究的ZVS Boost升压变换器能够较大的提高两级式单相非隔离型光伏并网逆变器的效率，研制了一套额定功率为3 kW的实验样机，如图8所示。

图8 实验样机Fig.8 Experimental prototype

其中，该样机的实验参数为:输入电压为Upv=200～500VDC;升压后的直流母线电压为 Udc=400VDC;输出电压为Ugrid=220VAC;输出频率fac=50 Hz;ZVS Boost主电感L1=1.6 mH;光伏阵列输入电容 Cin1=195 μF;直流母线电容 Cin=2000 μF;输出滤波电感L2=L3=1.2 mH;输出滤波电容Cout=4.7 μF;ZVS Boost升压变换器中其它的参数如表2所示。此外，核心控制板采用浮点型 DSP:TMS320F28335。本次实验相关波形及数据结果是利用TDS2014示波器及WT3000功率分析仪进行测量得到的。

图9所示为ZVS Boost升压变换器中主开关管S1两端的电压与门极驱动波形，图9(b)是图9(a)开通与关断过程的局部放大图。在主开关管S1导通之前，由于谐振回路的存在，它两端的电压已经下降为零，即S1实现了零电压开通与关断。

图9 主开关管S1的电压与驱动实验波形Fig.9 The voltage and driving experimental waveforms of the main switch S1

图10所示为辅助开关管S2两端的电压与门极驱动波形，同样，图10(b)是图10(a)开通与关断过程的局部放大图。

图10 辅助开关管S2的电压与驱动实验波形Fig.10 The voltage and driving experimental waveforms of the auxiliary switch S2

由图10可知，S2在导通的瞬间有较小的开通损耗，关断的时候几乎没有关断损耗，这是由于吸收电容C1的存在，使得S2的开关损耗极小。

图11所示是ZVS Boost升压变换器中谐振电感Lr的电流波形图。为了更清楚的观察Lr的电流波形，在测量Lr的电流时，增加开关管S1和S2的导通时间，可以看出测量出的电流波形与理论分析及仿真结果基本一致。

图11 谐振电感Lr的电流实验波形Fig.11 The current experimental waveforms of the resonant inductor Lr

针对所研究的前级为ZVS Boost升压变换器的两级式单相非隔离型光伏并网逆变器，在相同频率和功率等级下，本文将其与前级为硬开关Boost升压变换器的光伏并网逆变器进行效率测试对比，测试结果如图12所示。H代表光伏并网逆变器的前级Boost电路是硬开关电路，S则代表其前级为ZVS Boost电路。其中，效率测量仪器采用横河的WT3000高精度功率分析仪。

图12 单相光伏并网逆变器效率测试曲线Fig.12 Efficiency curves of single-phase photovoltaic grid-connected inverter

从图12中可以看出，通过在单相非隔离型光伏并网逆变器的前级采用本文研究的ZVS Boost升压变换器可以较大幅度的提高光伏并网逆变器的整机效率，功率为2.5 kW时的最大效率可达97.16%。

5 结语

针对两级式单相非隔离型光伏并网逆变器的前级Boost升压电路，本文研究了一种新型的 ZVS Boost升压变换器。该电路拓扑通过增加一个辅助谐振回路，实现了主开关管与辅助开关管的零电压导通与关断，并将其与H6桥式逆变电路组合为两级式单相非隔离型光伏并网逆变系统。通过分析工作原理，谐振参数选择，建立了仿真模型，并以一台功率为3 kW的样机实验平台进行了初步实验。结果表明，采用本文研究的ZVS Boost升压变换器可以很好的实现其开关管的软开关控制，从而提高光伏并网逆变系统的整机效率，具有很好的应用价值及实际意义。

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(编辑:刘琳琳)

ZVS boost converter of photovoltaic inverter system

MENG Jian-hui， FU Chao， SHI Xin-chun， WANG Yi
(State Key Laboratory of Alternate Electrical Power System with Renewable Energy Sources，North China Electric Power University，Baoding 071003，China)

For the pre-stage circuit of two-stage single-phase non-isolated photovoltaic(PV)grid inverter，a zero voltage switching(ZVS)boost converter circuit topology，which is realized by adding a switch tube，a resonant inductor，a snubber capacitor and two diodes to form auxiliary circuit，is researched to achieve the ZVS of main switch tube and the auxiliary switch in the boost converter circuit，thus significantly reducing the switching losses.The operation mode of the proposed ZVS Boost converter circuit topology was analyzed.Then the quantitative relationship between the resonant inductor and resonant capacitor as well as the absorption of the capacitance and the respective selection criteria was explored.The simulation and experimental validation of the researched circuit topology was completed，from which the experimental results show that the whole efficiency of the proposed two single-phase non-isolated PV grid inverter can achieve up to 97.16%on 20 kHz switching frequency and 2.5 kW.

single-phase grid-connected inverter;boost converter;soft switching circuit;resonant circuit;zero voltage switching(ZVS)

TM 464

A

1007－449X(2013)11－0001－07

2013－02－19

国家自然科学基金(51277072，50977028);中央高校基本科研业务费专项资金(13MS74)

孟建辉(1987—)，男，博士研究生，研究方向为电力电子技术、新能源发电与电力系统;

付 超(1979—)，男，博士，讲师，研究方向为新能源发电、电力电子技术在电力系统中的应用;

石新春(1950—)，男，教授，博士生导师，研究方向为新型功率变换技术、电能质量、高频电源技术等;

王 毅(1977—)，男，博士后，副教授，研究方向为风力发电控制技术、电力电子技术在电力系统中的应用等。

孟建辉