组合整流式高频环节逆变器

阚加荣 谢少军 朱晓琴 姚志垒 吴云亚 顾春雷

（1．盐城工学院电气工程学院 盐城 224051 2．南京航空航天大学自动化学院 南京 210016）

1 引言

太阳能、风能以及燃料电池作为新型清洁的能源受到了广泛的关注，利用这些能源的分布式发电技术成为全球能源可持续发展战略的重要组成部分[1]。整个发电系统的电路结构对于系统的重量、体积、成本以及效率都会产生至关重要的影响。对于像光伏电池和燃料电池这样的以直流输入的发电系统来说，通常的电路结构有：①非隔离单级式并网逆变器[2]；②DC-DC+DC-AC+工频变压器；③DC-DC+高频隔离的 DC-AC[3]；④高频隔离的DC-DC+DC-AC[4]；⑤高频环节逆变器[5]。第一种结构最简单，成本最低，但是单级逆变器需要承担如最大功率点跟踪和并网电流波形控制的任务；而且，由于输入端的电压变化范围非常大，对逆变器的器件选择和滤波器的设计提出了更高的要求；此外，由于系统无隔离变压器，系统存在共模电流和并网电流的直流分量[6]，虽然针对这两个问题提出了相应的控制策略，但是由于系统寄生参数的不确定性，造成此类问题不能完全消除；第二种结构采用了工频变压器，虽然实现了并网系统与电网之间的电气隔离，但是其体积、重量以及成本大大增加；第三种和第四种结构采用高频变压器隔离并网系统与电网，但是其电力变换的级数共有3级，这影响了系统的并网效率；第五种结构采用正弦调制 DC-AC+高频隔离+AC-AC的结构，只有两级电力变换，其效率相对较高，而且相对于第三种和第四种电路结构省去了DC-DC变换器的LC滤波器，节省了系统的成本，其中的电解电容的寿命成为制约系统寿命的一个重要问题[7]。

目前高频隔离环节逆变器主要分为基于 Forward电路的电压源型变换器的电路结构[8]以及基于Flyback电路的电流源型变换器的电路结构[9]。基于Flyback结构的主电路和控制简单，其中的变压器需要存储能量，因此其适用于小功率场合；而基于Forward结构的主电路和控制复杂，但变压器用来传输能量，因此其处理功率较大。所以基于Forward电路的电压源型变换器的电路结构更适合作为并网逆变器。

本文在综合现有各种逆变器的基础上，提出一种新的组合整流式、高频隔离的两级式逆变器，在高频正弦调制逆变器后加高频隔离变压器实现电气隔离，后级变换器采用正、负半周期交替工作的两组整流变换器，其控制机理清晰。实验结果表明，该逆变器具有优良的综合性能，适合作为并网逆变器使用。

2 电路结构及其控制策略

图1给出了单极性移相控制组合整流高频环节逆变器的主电路，变压器一次电路采用移相控制策略的全桥逆变器，输入电源UD可以由光伏电池或燃料电池提供；变压器二次侧有两个完全相同的绕组W2和W3，后级分别为全桥整流器a和整流器b，S9a、S10a与 S9b、S10b分别是控制整流器a或整流器b工作的双向开关，后级为LC二阶低通滤波器。

图1 组合整流高频环节逆变器主电路Fig.1 Main circuit of inverter with high frequency link using combination rectifiers

图1所示电路适用于高压输入和高压输出的场合。组合整流逆变器的前级也可以是推挽逆变器，后级也可以是全波整流器，该电路则适用于低压输入和低压输出的场合。

控制策略的基本思路是：移相控制全桥逆变器采用正弦波调制，在变压器一次侧得到脉宽变化的高频交流电。输出电压为正时，控制整流器a工作；输出电压为负时，控制整流器b工作。具体的控制原理框图如图2a所示，将逆变器输出电压反馈信号uf与基准电压比较放大后得到调制波ue，与载波uc比较后得到信号K1，将K1下降沿二分频得到S1的驱动信号，反向后得到S3的驱动信号。调制波反向后与载波uc比较可以类似的得到 S2和 S4的驱动信号。基准正弦波过零比较，在正半周时控制双向开关S9a和S10a导通，使整流器a工作；在负半周时控制双向开关 S9b和 S10b导通，使整流器 b工作。将载波的下降沿二分频并反向分别得到整流器a和整流器b中开关管的驱动信号。图2b为逆变器主要原理波形。

3 电路工作模态分析

根据输出电压uo与滤波电感电流iL的极性，电路的工作模态有四种情况，分别是：①iL＞0，uo＞0；②iL＜0，uo＞0；③iL＞0，uo＜0；④iL＜0，uo＜0。第一种情况iL＞0，uo＞0时，整流器a工作，其中工作的仅仅是开关管的反并二极管，整流器b不工作，具体的工作情况参考文献[10]；第四种情况整流器b工作，整流器a不工作，具体工作情况类似第一种情况；第二种情况和第三种情况将滤波电感中存储的能量反馈给输入电源，下面将分析第二种情况时的工作模态，对应的各模态的等效电路和工作波形如图3和图4所示，由于在uo＞0时，整流器 b不工作，所以在模态图中未画出整流器b。第三种情况（iL＜0，uo＞0）可做类似的分析。

工作模态 1[t1时刻以前]（等效电路如图 3a所示）：t1时刻以前，变压器一次侧开关S1、S4导通，变压器二次电路中 S5a、S8a导通，滤波电感中的能量反馈给输入电源；t1时刻，S1关闭，但是由于二次电路滤波电感的作用，一次电流流通路径与t1时刻以前一样。

工作模态2[t1～t3]（等效电路如图3b所示）：t1时刻，开关 S3导通，变压器一次电流从 S1反并二极管中转移到 S3中，因此 S3为硬开通；变压器二次电流通路与开关模态 0一致；t2时刻，S6a、S7a导通，但并未关断 S5a、S8a，而是让这四个开关管有一定时间的导通重叠，由于变压器一次电流不变，因此此时S6a、S7a中并没有电流流过。

工作模态3[t3～t4]（等效电路如图3c所示）：t3时刻，关断 S5a、S8a，电流由 S5a、S8a向 S6a、S7a换流，因此S5a、S8a硬关断，S6a、S7a硬接通。变压器一次电流也改变了方向。

工作模态4[t4～t5]（等效电路如图3d所示）：t4时刻，S4关断，变压器一次电流在B点分流，分别对 S2与 S4的结电容放电与充电，S4的端电压缓慢上升，因此S4为零电压关断。

工作模态5[t5～t7]（等效电路如图3e所示）：t5时刻，S2与S4的端电压分别变为零与输入电压UD，S2的反并二极管导通。t6时刻，S2导通，但由于二次电路中滤波电感电流的作用，S2的反并二极管继续保持导通。此阶段一直持续到S3关断为止。

t7时刻以后，变换器开始下半周期的工作，分析过程类似。

图3 各模态等效电路Fig.3 The equivalent circuits of topology stages of the proposed inverter

图4 主要波形Fig.4 The key waveforms

4 高频环节逆变器电压波形特性分析

相对于其他形式的逆变器来说，高频环节逆变器的最大优点就是功率变换级数少并且实现了高频隔离。下面分别从变压器的输入电压与逆变器输入电压的成分说明本文所提逆变器的基波和谐波特性。令逆变器系统中的载波角频率为ωc，开关角频率为ωs，输出电压基波角频率为ω，调制比为m。

4.1 变压器输入电压特性

根据图2b中的调制方式，得变压器输入端电压波形的傅里叶展开式为[11]

从式（1）可以看出，变压器的输入电压中不包含逆变器输出电压的基波成分，波形含有的最低成分角频率为（0.5ωc-ω）的波形，如果载波频率40kHz，基波频率50Hz，那么变压器输入电压成分中最低频率也达到19.95kHz。相对于工频变压器而言，可大大减小体积和重量。

4.2 逆变器输出电压特性

根据图2b中的调制方式，得滤波器输入端电压波形的傅里叶展开式为[11]

式中，N1为变压器一次绕组匝数；N2为变压器二次绕组W2和W3的匝数；第一项为基波成分，即期望的输出电压；第二项为谐波成分。

可以看出幅值较大的谐波次数较高，可以很容易地用LC滤波器滤除。

5 与现有高频环节逆变器的比较

目前，研究得比较多的是单极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器[8]，与之相比较，本文所提的组合整流高频环节逆变器具有以下特点：

（1）电力电子器件多。文献[8]中逆变器共用12个开关器件，本文所提逆变器采用16个开关器件，这是组合整流逆变器的一个劣势。

（2）控制复杂程度相当。整流组合逆变器的控制策略与文献[8]中逆变器的控制策略类似。

（3）发热均衡性好。文献[8]中逆变器所有的开关器件都工作在高频开关状态，在不考虑死区和导通重叠时间时，同一时刻有6个开关管工作，而组合整流逆变器同一时刻也有6个开关管工作，但是其中 4个开关管处于高频开关状态，2个开关管的开关频率仅仅为工频（如正半周期时，S9a与 S9b的开关频率为工频），这使得发热较少。组合整流逆变器能够实现软开关的开关管与文献[8]中的一致。关键是组合整流逆变器的两组整流器交替工作，进一步均匀了系统的损耗发热。

（4）简化电路适用于单位功率因数的并网逆变器。在输出电压和电感电流极性相同时，变压器二次整流器仅仅只有反并二极管导通，而单位功率因数并网逆变器就满足电压电流极性相同的情况，这样变压器二次侧两组整流器就可以采用二极管代替全控器件，大大简化了控制。简化的适用于并网逆变器的电路如图5所示。而文献[8]中逆变器不具有这种特性。

图5 简化的组合整流逆变器Fig.5 Main circuit of simplified inverter with high frequency link using combination rectifiers

（5）拥有与之对应的组合逆变、组合整流式AC-AC变换器。文献[8]中的逆变器有与之电路结构对应的 AC-AC变换器，而本文所提逆变器也有与之对应的组合逆变、组合整流 AC-AC变换器，电路结构如图6所示。

图6 组合逆变组合整流逆变器Fig.6 Main circuit of inverter with high frequency link using combination rectifiers and inverters

6 实验验证

逆变器控制采用输出电压瞬时值外环、电感电流瞬时值内环的控制方式，控制框图如图7所示[12]。

图7 组合逆变组合整流逆变器控制框图Fig.7 Control diagram for the proposed inverter

根据逆变器稳定运行的要求，确定了一组逆变器参数：kvp=1；逆变器可以看成是一个线性放大器，放大倍数kpwm=33.3，kvf=0.0257，kvi=2 500，kif=kip=2；输出电压频率50Hz；开关频率fsw=20kHz；滤波器：L1=1mH，C=30μF。根据以上参数采用 TMS320LF 2407型 DSP为主控芯片制作了组合整流式高频环节逆变器样机，输入电压 DC100V，输出电压AC220V/50Hz，变压器电压比为2∶9，输出功率为1kV·A。

图8为逆变器软起动时，逆变器输出电压波形。DSP在接收到逆变器起动信号后，电压基准值逐渐增大，逆变器的输出电压也随之增大，在此过程中逆变器输出电压的增加过程非常平缓，说明所提逆变器电路的起动性能优良。

图8 组合整流逆变器软起动输出电压波形Fig.8 Voltage waveforms of the proposed inverter in time of soft starting

图9为逆变器在阻性负载情况下的电压电流波形。图9a为逆变器在空载时突加阻性负载时的电压电流波形，可以看出，除了在突加负载时刻输出电压有较小的下降以外，电压电流控制器能迅速做出反应稳定输出电压跟随给定值大小，这同时也说明虽然逆变器器件较多，但对整个逆变器闭环控制系统的动态性能未造成影响；图9b为逆变器突加非线性负载时的电压电流波形，可以看出，逆变器系统对非线性负载的冲击具有较强的波形调整能力；图9c为逆变器突加、突卸阻性负载时的电压电流波形，可以看出，逆变器在整个过程中运行稳定。

图9 组合整流逆变器输出电压电流波形Fig.9 Voltage and current waveforms of the proposed inverter

图10为逆变器在输入电压为100V，阻性负载时的效率曲线，可以看出，虽然本文所提逆变器采用器件较多，但是由于变压器二次侧两组整流电路每个工频周期内只有半周期工作，且有4个开关管以工频为开关频率，因此其最高效率仍可达89%。

图10 逆变器输出效率曲线Fig.10 Efficient curve of proposed inverter

7 结论

根据并网逆变器轻型化和需要隔离的要求，本文提出了一种全新概念上的组合整流式高频环节逆变器，该逆变器可以任意功率因数运行，并且电路中的变压器实现了高频化，大大减小了电路的体积与重量。在所提主电路中，变压器二次电路后级的两组整流器按工频正、负周期交替工作，能大大降低开关器件的热应力。实验表明了所提组合整流高频环节逆变器性能优良。

[1] Nigim K A, Zobaa A F. Development and opportunities of distributed generation fuelled by renewable energy sources[J]. International Journal of Global Energy Issues, 2006, 26(3): 215-231.

[2] Chen Y, Smedley K. A cost-effective single-stage inverter with maximum power point tracking[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2004, 19(5):1289-1294.

[3] Mazumder S K, Burra R K, Acharya K. A ripple-mitigating and energy-efficient fuel cell powerconditioning system[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2007, 22(4): 1437-1452.

[4] Huang R, Mazumder S K. A novel soft-switching scheme for an isolated dc/dc converter with pulsating dc output for a three-phase highfrequency-link PWM converter[C]. IEEE Institute for Advanced Studies Annu Meeting, 2008：1-9.

[5] Mazumder S K, Burra R K, Huang R, et al. An universal grid-connected fuel-cell inverter for residential application [J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2010, 57(10)：3431-3447.

[6] 肖华锋, 谢少军, 陈文明, 等. 非隔离型光伏并网逆变器漏电流分析模型研究[J]. 中国电机工程学报,2010, 30(9): 9-14.Xiao Huafeng, Xie Shaojun, Chen Wenming, et al.Study on leakage current model for tansformerless photovoltaic grid-connected inverter r[J]. Proceedings of the CSEE, 2010, 30(9): 9-14.

[7] Joao C De Oliveira, Firias V J, Freitas L C De, et al.A proposed of an AC/AC serial regulator using a capacitor as the serial component[C]. IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, New Orleans, 2000, 2: 875-879.

[8] 陈道炼, 张友军. 单极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器研究[J]. 中国电机工程学报, 2003, 23(4):27-30.Chen Daolian, Zhang Youjun. Research on unipolarity phase-shifting controlled inverters with high frequency pulse ac link[J]. Proceedings of the CSEE,2003, 23(4): 27-30.

[9] Skinner A J. Bidirectional continuous-mode flyback inverter[R]. The European Power Electronics Association, 1993: 216-220.

[10] 阮新波, 严仰光. 直流开关电源的软开关技术[M].北京: 科学出版社, 2003.

[11] 宋海峰. 单极性移相控制双向电压源高频环节逆变器研究[D]. 南京: 南京航空航天大学, 2006.

[12] 阚加荣, 谢少军, 刘爱忠. 逆变器单元用 LCL滤波器的并联系统性能分析[J]. 电机与控制学报, 2010,14(2): 90-98.Kan Jiarong, Xie Shaojun, Liu Aizhong. Performance analysis of parallel system using LCL filter inverter unit[J]. Electric Machines and control, 2010, 14(2):90-98.