推力矢量控制电动伺服机构的双模控制研究①

崔业兵，鞠玉涛，郑 健，顾卫钢

(1.南京理工大学机械工程学院，南京 210094;2.南京傅立叶电子技术有限公司，南京 210094)

0 引言

随着全电化传动系统概念的提出，电动伺服机构成为推力矢量控制系统研究的热点，越来越多的高性能电动伺服机构在小型无人飞行器和导弹得到应用［1－3］。目前，主要采用高速无刷直流电机作为伺服机构的驱动电机，其功率密度大、体积小，能耐受高低温，但其损耗密度大会导致电机的温升较高［4－5］;另外，推力矢量控制系统大部分时间工作于真空、高温、振动、高速运行环境下，这种环境会带来电气间隙和外绝缘强度降低，以及电晕腐蚀等严重负面影响，导致霍尔元件这一类位置传感器安装在电机内部时往往无法正常工作。所以，采用单一的有位置传感器的控制方式并不能满足航天器对伺服机构的基本要求，也不符合控制系统冗余设计的要求［6］。因此，在电动伺服机构中，很有必要采用无位置传感器控制方式。目前，在空调和纺织机械行业开始采用无位置传感器控制方法，可减少故障率、节约成本和减小安装体积。无位置传感器无刷直流电动机的控制方法有反电势法、电感法、状态观测器法、电动机方程计算法和人工神经网络法等，而使用较多的是利用电机反电势过零点获取转子位置信息的反电势法［7－9］。

本文为搭建的推力矢量控制电动伺服机构设计了一种基于有无位置传感器的双模控制器。在正常状态下，伺服机构采用有位置传感器控制模式进行工作，一旦位置传感器不能正常工作或损坏，控制器会自动平滑切换到无位置传感器控制模式。在设计的基础上，通过动态阶跃响应实验和故障切换实验，验证电动伺服系统双模控制器的性能。

1 电动伺服机构双模控制原理

对电动伺服机构的控制实质上就是对高速无刷直流电机的控制(采用BLDCM作为驱动电机)。其中，BLDCM对转子位置信号的获取主要通过有位置传感器和无位置传感器两种途径。

1.1 有位置传感器转子位置信号获取

位置传感器是BLDCM的关键部件，它将转子位置信息转换成电信号，用于控制逆变器功率开关的准确切换，从而使定子各相绕组按一定顺序导通，实现换相。普遍使用霍尔传感器作为位置传感器。霍尔传感器信号检测电路框图如图1所示。

由于霍尔传感器为开路输出，为了获得正确的信号，要将经过限流电阻Rb后的信号用电阻Ra上拉到霍尔传感器的供电电压+5 V上去。图1中的Ha、Hb、Hc分别表示经过处理后得到的最终位置信号，这3路信号可直接送入控制芯。

1.2 无位置传感器转子位置信号获取

反电势法的原理:电机由静止状态起动后，转子磁钢所产生的磁通就会切割定子绕组，进而产生反电动势E。反电动势E的大小正比于电机的转速及其气隙中的磁感应强度B。当转子磁钢的极性改变时，反电动势波形的正负方向也随之改变。因此，只要检测出反电动势波形的过零点。就可确定转子的准确位置，并以此来控制BLDCM。实际应用中，绕组中的反电势是难以直接获得的，需采用其他方法获取反电势信号，找出过零点，国内外研究人员在这方面做了大量研究工作，根据电动机的不同结构，提出了检测反电势的2种变通方式，习惯上把它们称之为“相电压法”和“端电压法”［10－11］。最常用的是将端电压经过低通滤波，然后与由3个星形连接的对称电阻构成的虚拟中性点进行比较，得到具有移相90°的过零点信号，原理电路框图如图2所示。

采用两两导通星形三相六状态方式运行的方波永磁无刷直流电动机作为研究对象，假设三相绕组完全对称，磁路不饱和，不计涡流和磁滞损耗，忽略齿槽效应，则三相绕组的电压平衡方程可表示为

式中 u为电枢电压;i为电枢电流;L为相绕组自感;M为每两相绕组间的互感;r为相绕组电阻;e为电机的反电动势;P为微分算子，P=d/dt。

设A相悬空，B相上桥臂导通，C相下桥臂导通，低通滤波电路的通带增益为1，则可知:

式中 upwm为PWM斩波脉冲信号电压，随着PWM斩波脉冲信号的开通和关断而变化。

通过低通滤波电路后，端电压中的高频分量被消除，只有PWM斩波产生的直流分量和反电势信息被保留下来。

经过低通滤波后，由三相对称星形电阻网络获得的模拟中性点电压为

导通的B、C两相绕组反电势大小相等、方向相反，它们之和等于0。

至此，对反电势过零点的检测，已经与PWM调制方式、PWM斩波脉冲信号的开通或关断状态没有关系，只与反电动势本身是否过零有关。

2 电动伺服机构控制系统的构成

电动伺服机构控制系统结构如图3所示。采用TI公司生产的DSP2812作为主控芯片，处理器接收到转子位置信号，转换成与之相应的脉宽调制的PWM信号，通过驱动电路控制逆变电路中对应的MOS管的开关状态，以实现对电机运行的控制。

该系统主要由转子位置信号获取电路、电机驱动电路、母线电流检测电路等构成。转子位置信号获取电路包括霍尔传感器电路(见图1)和反电动势波形过零点检测电路(见图2)2个模块。DSP控制器通过捕获单元定时扫描霍尔传感器和反电动势过零检测电路对应的I/O端口，得到方波信号，从而确定转子的位置。由于霍尔检测电路、驱动电路、母线电流检测电路设计相对简单，不再详细叙述。

2.1 无位置传感器转子位置信号获取电路设计

无位置传感器转子位置检测电路主要由分压电路和滤波电路组成［12］。滤波电路的作用包括2个方面:首先，消除或最大程度地削弱端电压中的PWM斩波脉冲信号，保证端电压信号经过带通滤波器滤波后，其中的斩波脉冲信号不会对反电势信号的后续处理产生影响;其次，提取出端电压信号中的反电势信号，并在电动机运行的范围内，将经过滤波的反电势信号的幅值控制在适当范围内，以免损坏器件。由于反电势不是真正的正弦波形，经滤波电路滤波后，反电势波形会有一定程度的失真，在设计滤波电路时，要尽量减小这种影响［13］。

2.1.1 分压电路

分压电阻的选取较简单，基本上可遵循2条原则:首先，分压电路上流通的电流必须在分压电路电阻的承受范围之内;其次，分压以后端电压信号的峰值必须低于比较器的电源电压。

2.1.2 RC 带通滤波电路

图4为RC带通滤波电路的结构［14］。

设Vi为电机某相端电压，V0为经过分压、滤波电路后得到的电压，则图4中各点电压和相移的表达式为

式中 ω=2πf;f为反电动势的频率。

由此可得到幅频特性表达式:

从式(11)和式(12)可知，随着通过滤波器的信号频率增高，信号的增益减小，而移相变大。选择适当的元件参数，可使上述电路达到所要求的技术指标。根据控制系统的需要，给出包括分压比例、通带边界频率增益、阻带边界频率增益和通带截止频率、移相角度等技术要求，如式(13)所示。

根据式(13)的技术要求，可选择一组参数如下:R0=20 kΩ，R1=2 kΩ，R2=10 kΩ，C1=0.47 μF，C2=0.01 μF。

2.1.3 过零检测电路

最终设计的无位置传感器转子位置检测电路如图5所示，该检测电路由分压、带通滤波、过零比较和光电隔离4部分组成。端电压信号经电阻分压，再经无源带通滤波电路滤波后，与模拟中性点电压比较，获得反电势过零信号。该信号经光耦隔离后，输入到微处理器的中断捕捉口，根据捕捉到的反电势过零信号控制电动机换相。

2.3 无位置传感器起动方式

BLDCM的有位置传感器控制情况下，电机的起动控制程序较简单，只需依据位置传感器检测到位置信号，按照确定的换相对应表，用一定的PWM占空比控制导通逆变桥中相应相的MOS管，即可实现电机的正常起动。无位置传感器控制情况下的起动控制程序则要复杂得多，由于BLDCM的反电势大小与每极磁通量及转速有关。如保持每极磁通量不变，无刷直流电动机的反电势便和转速成正比;如将转速保持不变，BLDCM的反电势将和每极磁通量成正比。当处于静止或低速运转状态时，反电势为零或很小，无法准确检测到反电势过零信号，也就无法用“反电势法”判断转子的位置。采用“三段式”起动法［15］，该方法结合预定位方式和斜坡升速驱动方式，将起动过程划分为3个阶段，即转子预定位、外同步加速和外同步到自同步的切换。这样既可使电动机转向可控，又可在电动机达到一定转速后再进行切换，保证了起动的可靠性。

3 试验分析

试验中所采用的样机基本参数如下:相间电感L=66.4 ×10－3H，相间电阻 R=0.466 Ω，反电动势系数 Ke=0.06 V·s/rad，转矩系数 Kt=0.019 2 N·m/A转子惯量 Jn=3.33 ×10－5kg·m2，磁极对数 P=2，额定电压U=36 V。图6是电动伺服机构实验平台。

对RC无源带通滤波器组成的反电动势过零点检测电路进行试验，图7是电动机在3 000 r/min时端电压滤波前后的波形。

通道1为端电压滤波后的波形，通道2为端电压滤波前的波形。可见，滤波前的端电压包含大量PWM斩波脉冲信号，反电动势被完全淹没，通过RC带通滤波电路滤波后，反电动势信号清晰可见，形状接近于正弦波，移相在90°左右。

由实测波形可见，滤波后反电动势中仍有高频干扰信号，它会影响检测得到的反电动势过零信号的准确性和可靠性。可使用光耦进行隔离，利用其大惯性延迟的特性消除干扰信号。在最终获得的反电动势过零信号中，绝大部分是可靠的，只有极少数的信号为伪过零信号，可通过软件进行数字滤波将其过滤掉。

当电机稳定运转时，可测得任一相的反电势过零信号和霍尔位置信号。图8中，1通道的波形为B相霍尔位置信号，2通道的波形为B相的反电动势过零信号。

为了检测系统的有无位置传感器工作模式自动判别选择功能，在电机工作于有位置传感器模式下正常运行时，给定一个2 000 r/min的阶跃指令，约1 s后，迅速拔掉B相的霍尔信号线。

图9为试验中断开B相的霍尔位置信号后的电动伺服机构的速度曲线。

可见，断开霍尔位置信号对双模控制器基本上没有影响，相当于突然加了一个阶跃扰动，采用普通PID控制时，扰动引起的速度偏差最大为7.8%左右，但采用差分PID或遗传算法与神经网络优化后PID控制器，扰动速度偏差可控制在5%以内，表明控制器能自动平滑地转到无位置传感器模式继续正常运转。

4 结束语

(1)提出了基于有无位置传感器的双模控制器的方案，并详细设计了相应的信号采集电路，通过实验验证，表明设计的双模控制器能自动平滑地转到无位置传感器模式继续正常运转，且转速波动可控在5%以内，一定程度上提高了系统的冗余度与可靠性。

(2)目前，电动伺服机构控制系统的可靠性多采用多余度技术，采用多套系统或特型电机提高系统的冗余度，但其本质并未改变，发生故障的概率在单独的每套系统中是相同的。本文研究是立足在一套控制板上实现2种控制方式，一旦位置传感器发生故障，就切换到无位置工作模式，还可节约冗余设计的成本与控制器的安装空间。对于电动伺服机构采用其他种类的电机，这种双模控制模式也适用。

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