基于NCP1654的高功率因数电源的设计

汪定华

（中国电子科技集团第四十一研究所，安徽 蚌埠233006）

0 引 言

随着电力电子技术的发展，各种整流器和带有整流器的电力电子装置在各行各业中大量应用。这种采用桥式整流和大电容滤波的电路系统［1］，输入电网电流是上升和下降很陡的窄脉冲，电流波形发生严重畸变，电流谐波含量较高。这些电流脉冲的峰值很高，消耗功率并且产生更多的RFI/EMI问题。因此研制出谐波含量低，功率因数高，并具有较好稳压效果的PFC装置具有很重要的意义。

1 升压型APFC工作原理

为了补偿由电力电子设备带来的无功和谐波问题，有许多方法被提出，概括起来可分为无源补偿和有源补偿两种方案［2］。无源补偿的基本原理是利用电容提供的超前无功电流补偿电网的滞后无功电流，利用电感、电容构成的各次谐波滤波器，吸收除基波频率以外的谐波。无源滤波器原理简单，但是其电容器对无功的补偿是固定的，对负载变化的适应性差，滤波器的体积和质量都相当大。并且容易和系统发生谐振，使得滤波器过载甚至烧毁，其功率因数只能达到0.7～0.8。有源补偿是采用功率开关器件和PWM控制技术，通过一定的控制策略使电网输入端的电流波形逼近正弦波，并使其与输人的电网电压同相位。这种方法控制电路较为复杂，但可得到较高的功率因数，总谐波畸变较小，输出电压较为稳定。

1.1 APFC工作模式

升压转换器是APFC应用中最常见的拓扑，即Boost变换电路。其电路结构简单，实现成本低，输入侧的储能电感能减小输入电流纹波，电路输出侧有滤波电容可以减小输出电压纹波，对负载呈现电压源特性。

根据电感电流是否连续，APFC电路分为连续导通模式（CCM）、不连续导电模式（DCM）和临界导电模式（CRM）。其中CCM模式由于电感电流连续、纹波小、电磁干扰小和开关管电流应力小等特点，适用于功率较大的应用场合，但其需要比较大的PFC电感；DCM模式开关损耗较小，因为电流在下一个开关周期到来之前降为零；CRM模式在下一个周期开始之前电感电流将衰减为零，而且频率随着线路电压和负载的变化而变化。其主要优点是电流环路是稳定的，而且不需要斜坡电压补偿［3］。

1.2 APFC工作原理

APFC工作原理框图如图1所示，基本原理如下：单相交流电经过桥式整流后得到100 Hz/120 Hz的单相双半波正弦电压信号，然后对全波直流电压进行Boost变换。整流桥输出电压的检测信号和电压误差放大器输出信号的乘积产生基准电流信号，此基准电流信号与电感电流采样信号经电流误差放大器比较放大后输出，然后与锯齿波比较，输出PWM信号驱动开关管。当开关管S导通，二极管D反向截止，输入电压通过整流桥后加在输入电感L上，电感电流上升，上升速度与输入电压成正比；当开关管S截止，D导通，电感L通过二极管给电容C充电［4］。

电路采用双闭环控制方式，电流环作为内环，以乘法器的输出作为参考，直接控制升压电感的平均电流。电压环作为外环，可实现输出电压的稳定。通过专用芯片控制开关管驱动脉冲，使输入电流平均值自动跟踪全波直流电压，且保持输出电压稳定，从而实现恒压输出和提高功率因数的目的。本文将对基于安森美NCP1654的PFC电源的应用进行详细的分析和设计。

2 电路设计及参数计算

2.1 NCP1654芯片介绍

NCP1654采用平均电流模式控制，电路设计元件少，低启动电流，栅极驱动电流达到1.5 A，此芯片有三种开关频率可选（65/133/200 kHz），考虑到 EMC 问题，本设计选用65 kHz芯片。同时芯片具有软启动，过电压保护，欠电压保护和过功率保护等功能。

图1 APFC工作原理框图

2.2 主电路设计

设计的主要指标参数：交流输入电压为85～265 V，电网频率47～63 Hz，直流输出电压为385 V，输出功率600 W，功率因数大于0.99，变换器效率高于90%。采用NCP1654的PFC电源应用电路如图2所示。

图2 NCP1654应用电路

2.3 主要器件参数选择及计算

2.3.1 开关管的选择

电源最大输出电压为400 V，开关管最大实际漏源电流约为12 A，但实际电压和电流有尖峰脉冲，电压和电流取值要留一定余量。为了减小开关损耗和导电损耗，要选择低栅极电荷、输入电容小和Rds（on）小的MOSFET管。本文选择SPP20N60C3开关管，其最大耐压为650 V，最大导通电流为20 A，Rds＝0.19Ω，Ciss＝3000 pF。

2.3.2 续流二极管的选择

PFC升压电路采用Boost拓扑结构，因此续流二极管的选取非常重要。因为电路中输出电容较大，续流二极管应能承受电感的最大峰值电流、输出电压的最大反向电压，并且反向恢复时间要尽量的短，时间长则开关损耗大。本文选择MUR1660，其最大正向电流为16 A，反向耐压为600 V，反向恢复时间最大60 ns。

2.3.3 输出电容计算

输出电容的设计要考虑三个因素：输出电压纹波、电流纹波和保持时间。计算公式如下：

式中，th为最大交流电周期（21.3 ms），输出电压最小值为330 V。通过计算取输出电容值为680μF。

2.3.4 电流检测电阻的计算

电流信号通过一个电阻（图2中R15，此处选择0.1Ω）得到一个负电压，再连接一个电流检测电阻（图2中R7）到芯片的3脚。检测电阻计算公式如下：

因为实际电感电流尖峰值要比计算峰值要高，本设计选择R7为8.7 kΩ。

2.3.5 PFC电感计算及设计

理论上，要保证电流连续，电感值越大越好，只要保证磁芯不饱和就可以，但是电感量大，绕制电感的磁芯体积就越大。在此保证电流满足要求的情况下设计电感，电感线圈峰值电流计算公式如下：

电感线圈有效值电流计算公式如下：

电感计算公式如下：

式中：I%为最大峰峰电流值与峰值最大电流值得比例（典型值取25%～45%，本设计取25%）；fs为开关频率（65 kHz）；η为电源效率，取0.9。

通过计算，取电感值为300μH。电感设计采用AP法设计，公式如下：

式中：I＝Ipk（max）×（1＋0.1），即电感电流有效值加纹波电流值；Bw为磁芯工作磁感应强度；K0为窗口使用系数；J为电流密度；

在本设计中，I＝12.2 A，Bw＝0.25 T，K0＝0.75，J＝600，计算得 AP＝3.97 cm4。根据 AP值选择磁芯，本文选择PQ4040，其Aw＝2.25 cm2，Ae＝2.01 cm2，AP＝4.52＞3.97，满足设计要求。选择绕线为AWG＃16，其直径为1.37 mm，加绝缘外皮Ax＝2.01 cm2。所需匝数计算公式如下：

式中：Aw为磁芯窗口面积；S1为可用窗口面积/窗口面积，此处S1取0.8；S2为n匝绕线之面积/可用窗口面积，取0.75。通过计算得N＝91.8，取N＝92匝。电感气隙计算公式为：

通过计算得Ig＝2.3 mm。

3 测试结果与分析

图3和图4是样机在输入低压和高压情况下带满载情况下的电压、电流波形。从图中可以看出，在低输入电压情况下，电流波形跟踪电压波形很好，功率因数都大于0.99。在高输入电压情况下，电流波形跟踪电压波形稍差一点，电流失真度变大了。

图3 Ui＝85 V，Uo＝384.2 V，PF＝0.999，THD＝4.6%

图4 Ui＝230V，Uo＝384.8V，PF＝0.992，THD＝8.5%

当电源的输入交流电压和负载电流在比较宽的范围内变化时，电源的输出电压能够保持较高的稳定性。利用NCP1654设计的开关电源具有外围电路简单、体积小、成本低廉、可靠性高的优点，是带PFC开关电源的一种比较理想的设计方案。

［1］ 陈 福，王 武，蔡逢煌.基于双Boost拓扑结构的PFC策略研究［J］.通信电源技术，2011，28（3）：18－20.

［2］ 王兆安，杨 军，刘进军.谐波抑制和无功功率补偿［M］.北京：机械工业出版社，1998.

［3］ ON Semiconductor.Power Factor Correction（PFC）Handbook［Z］.2009.

［4］ Abraham I.Pressman，Keith Bollings，Taylor Morey著，王志强，肖文勋，虞 龙，等译.开关电源设计（第三版）［M］.北京：电子工业出版社，2010.