基于电容性膜板加载的新型雷达宽带隔离设计

黄敬健，杨勇，谭渊，袁乃昌

(国防科学技术大学 电子科学与工程学院，湖南 长沙410073)

0 引言

雷达收发天线之间的隔离度设计一直是雷达工程实践中的一个棘手问题，尤其是对于一些小型化连续波雷达［1－2］，由于发射天线和接收天线相隔很近，互耦较大，如何解决隔离问题成为了系统设计的关键之一。文献［3－6］提出利用交叉极化的方法，就是发射天线水平极化，接收天线垂直极化，这种方法确实能有效地提高收发隔离，然而其必须要求被探测目标的极化纯度足够差才行，不然的话，虽然收发隔离改善了，目标的回波信号强度也相应的降低了。另外，文献［2，7］中还提出发射天线左旋圆极化，接收天线右旋圆极化，由于左旋圆极化的连续被经过目标反射后变成了右旋圆极化，这样及能提高收发天线的隔离度，同时还可保证回波信号的强度不被减弱。但是对于小型化雷达而言，制作圆极化天线的难度较大，而且由于圆极化可分解为水平极化和垂直极化，因此其提高隔离度的效果也是有限的。文献［8］分析了波纹波导中的电容性膜片加载可以使特定频带内的连续被产生相位偏移，本文在此基础上将波纹结构运用在天线隔离中，由于发射电磁波耦合到接收天线具有多路径，因此利用合理设计使得其在需要频段内产生对消，可在所需频带内达到很高的隔离效果。

1 波纹波导中的导波相移分析［8］

如图1所示，其中加载非对称电容性膜片，各片相距g，为了分析简单，将参考面置于两膜片的中间，每段可有等效对称T 网络表示。开始可假设间隔g 非常大，因而每个膜片所激励的雕落波在临近膜片处已衰落到可以略去的振幅。第1 个高级波型的传播常数是

只要exp(－Γ11l)≤0.1，这个波型对于主波型的相互耦合作用可以略去不计。这里假定膜片的归一化并联电纳低频公式

对于分析的需要已足够准确，(2)式中，β0是H10波型的相移常数，

H10波型的波阻抗Zw=Z0k0/β0，其中(2)式中的B 以对Zw进行归一化。

图1 加载电容性膜片的波导示意图Fig.1 Sketch of waveguide based on capacitive clapboards

如图1所示参考面1，2.利用惯性传输线理论，当参考面2 接有归一化负载阻抗ZL时，在参考面1处的输入归一化阻抗

式中，t=tan(β0g/2).同对称T 网络的类似公式

进行比较，可以证明:

从(6)式和(7)式不难解得无限长周期性结构的特征阻抗Zc和相移常数βc为

可看出，如果βc为(9)式的一个解，那么βc±2nπ/g(n 为整数)也是(9)式的解。

2 波纹结构在连续波雷达天线隔离中的运用

金属隔条在连续波雷达天线隔离中被认为是一种传统方法，然而由于其表面波的存在，许多雷达设计者们试图通过减小这种表面绕射波来增强隔离度，文献［9］提出了利用光子晶体的高阻表面特性来减少表面波的传播，从而达到隔离的目的。但是，即使能够完全遏制表面波传播，电磁波的空间辐射依然存在，对于收发天线很近的连续波雷达系统而言，其空间耦合仍然很大。因此，如何在不影响天线方向图的情况下减少空间耦合是彻底解决隔离度问题的关键。

由第1 节的分析及(9)式可知，波导中的波纹结构可以引起电磁波的相位变化，而且其偏移值与波纹间隔g 和波纹高度l 有关。由此将波纹结构用于连续波雷达系统的收发天线之间，如图2所示，发射天线辐射的电磁波可有多路径耦合到接收天线，其中主要的两个路径可理解为空间辐射波A1和金属表面电 流引起的绕射波A2，合理设计波纹结构的g 和l，可使得某个频带内两种路径到达接收天线的A1和A2相位相差180°，从而产生对消。

图2 波纹结构产生对消示意图Fig.2 Sketch of cancelation by clapboards

3 CST 仿真分析

按照图2的结构，在CST 中建模，如图3所示。收发天线均采用标准的X 波段波导口，波导宽边a取22.8 mm，窄边b 取10.64 mm，仿真频率取8～12 GHz.如图4～图5所示，分别显示出了波纹高度和宽度对天线隔离度影响的曲线。可看出，纹波结构参数的改变，会影响对消零点的位置。而且随着波纹参数的增大或者减小，零点的位置会往不同方向偏移。由此反映出多路径耦合的电磁波相位随着波纹参数的变化而变化，从而使得对消产生的零点位置发生偏移。利用数值方法计算天线隔离度比较困难，需要设定很多的边界条件，虽然利用MoMUTD 混合方法［10］可近似计算平面或者圆柱面上两个天线的隔离度，但对于加载金属膜板的平面模型，可以直接建模仿真。

图3 仿真模型Fig.3 Simulated model

图4 不同波纹高l 对隔离度的影响Fig.4 Simulated isolation at different‘l’

因此，为了在需要的10.5 GHz 频率附近产生零点，通过分析仿真结果的规律，波纹高度和宽度分别取在27.5 mm 和12.5 mm 左右可在所需频带形成零点。也就是说，此时发射天线多路径耦合到接收天线的电磁波之间的相位刚好相差180°.

4 实验结果

通过对仿真结果的定性分析，制作了不同纹波高度和宽度的结构，实验结果证明，如图3所示的三级波纹比两级波纹能在更宽的频带形成零点，因此最终确定的三级纹波的高度分别为33 mm、30 mm和27.5 mm，宽度分别为17.5 mm 和12.5 mm，图5为安装在收发天线之间的波纹结构实物图，整个测试实验都是在“微波暗室”中进行的，减少外界环境对隔离度测量的影响。

图5 不同波纹间距g 对隔离度的影响Fig.5 Simulated isolation at different‘g’

图6 纹波结构及其安装位置Fig.6 Clapboards and their locations

如图7所示，两条测量曲线分别代表加载未经优化的普通隔板对隔离度的影响和加载优化后的波纹结构对隔离度的影响。明显可看出，在没有形成对消零点的频带，由于金属隔板的遮挡作用，其隔离效果基本相仿。但是在设计形成对消零点的频带，优化后的波纹结构能在400 MHz 所需频带内改善隔离度15～20 dB.

图7 普通的隔板与经尺寸优化后的波纹结构对隔离度影响的对比Fig.7 Comparison of isolation between two structures

5 结论

本文在详细分析波纹波导中导波相移理论的基础上，将波纹结构运用在小型化连续波雷达系统的收发天线之间，提出了一种基于结构对消的新型天线隔离方法，仿真分析和实验结果均表明，在外界辐射信号稳定的情况下，该方法能在特定频带内对多路径耦合的电磁波形成对消零点，达到很好的隔离效果，并且该方法结果简单，成本低，因此在工程应用上具有非常广阔的前景。

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