中频SCR 逆变器恒功率输出的研究

王贺云，彭咏龙，李亚斌，吕 涛

0 引言

感应加热电源已有80 多年的历史，感应加热电源是将三相工频电源转变为更高频率的交流电源的一种装置，通过非接触的方式对负载进行热处理。在高频、超音频段的感应加热领域，全控型器件已经取代晶闸管成为了主流的变流器件［1］。但是晶闸管具有耐高压、耐大电流、工作可靠、损耗低和价廉等特点，使得在中低频段(60 ～1 500 Hz)与绝缘栅极晶体管等全控型器件相比具有其无法比拟的优势［2］。实际情况是在国内外，中大功率的加热电源主要仍以晶闸管为换流器件。现有的中频控制方法主要有RC 移向法、定角法、定时法、电压电流交角法［3］。上述方法有电路简单的优越性，功率调节依靠整流桥来调节，共同的缺陷是不能通过逆变器调节功率，而且由于其控制的特点使得额定功率输出受到一定限制，无法满足电源对更高额定功率输出及功率恒定的要求，在使用的过程中必须通过手动的调节功率。所以有必要研究一种新的电路来实现在大功率条件下的恒功率输出。

1 SCR 中频逆变电源技术分析

1.1 中低频电源的特点

大功率中低频电源作为特殊的应用领域有其独特的特点:

(1)工作频率低。工作频率范围仅为60 ～1 500 Hz。

(2)允许存在相对微小的稳态误差。中频电源负载电路呈容性，晶闸管关断需要一定的反压时间且负载电流必须保持连续，所以要求逆变晶闸管的触发信号超前负载电压一定的相差，锁相环锁定频率必须经过移向电路后才能作为触发信号，即在相角变化范围内锁相环微小的相位误差对正常工作没多大影响［4］。

(3)电源功率越大对频率的捕捉速度及响应的灵敏度要求越高，在起振过程中负载的品质因数变化较大，尽管起振方式有多种，锁相环的锁定速度是起振成功的关键因数。

(4)随着功率越大，受到各种干扰的影响也越严重，因此对低通滤波器的各项参数的要求非常高。

(5)熔炼负载工况要求有尽可能大的功率输出，但负载在熔炼过程中不断变化，为了提高单产和电效率，需要使功率在一定范围内保持恒定且尽量为额定功率输出。

1.2 中低频电源的结构及工作原理

由于现有技术的原因，串联型中频电源功率做不大且成本亦较高。因此并联型中频电源受到更多的关注，图1 为全桥并联中频电源的主电路。工作原理为:滤波电抗器Ld的作用是使输出的直流连续，减小电流波纹的幅值，阻隔中频电流进入整流侧。负载回路等效为由感应线圈L 与小电阻R 串联，由于负载的自然功率因数很低，所以通过与补偿电容器C 并联来提高功率因数。当逆变器正常工作时，两组晶闸管KS1，KS3与KS2，KS4以略大于负载固有频率轮流导通，满足在换流后给应该关断的晶闸管加上足够的反压时间，以保证可靠关断。当主回路发生并联谐振时，负载回路对基波电流的阻抗为最大值，对其他高次谐波呈现低阻抗，使得输出电压近似正弦波。

图1 并联逆变器的主电路Fig．1 Main circuit of parallel inverter

2 常规并联中频电源功率调节存在的问题及解决方案

熔炼工况要求尽可能大的输出功率，以缩短熔炼周期，减少热损耗。为了提高输出功率，通常采用逆变桥之间串联或并联及逆变器之间串联或并联的方法，由于均流和均压方面的限制，使得串并联方式不可能在功率提高上有更大的突破，所以提高功率输出归根结底还是要提高单个逆变桥的功率输出能力［6，7］。从安全的角度考虑，额定的输出电压和额定的输出电流必须要受一定的限制，不能无限增大。常规并联中频电源设计思想为，使逆变角固定一个尽量小的角度，以提高逆变桥的功率因数［8～10］。功率的调节完全依赖改变整流桥的触发角，存在的问题是，若改变功率输出即得改变整流桥的触发角，则随着电压的降低会增大在电源中传输的无功功率。这样就与熔炼工况对额定输出的要求有所违背。负载在熔炼的过程中不断变化，常规的设计不能使负载的输出功率为恒定功率。所以只有使R 与负载电源相匹配才能满足恒功率输出的要求。如果能像串联型中频电源那样通过逆变桥调节中频电源输出电压，就可能得到类似串联中频电源的输出特性。虽然在调节的过程中增大φ 会降低逆变桥的功率因数λ，增加无功的输出，相对于谐振槽路来说，增加的比例是非常少的，而且最大的好处是提高了整流桥的λ。由于逆变输出电压受到电容器及晶闸管耐压范围的限制同时逆变晶闸管的换相电压Uγ=Udsinφ/ (0.9cosφ)会随φ 角增大而加倍增加，所以φ 不能太大，同时保证逆变器工作在安全的di/dt 和可靠关断时间的范围内，φ 不能太小。

3 改进的控制电路组成及原理

根据负载对恒功率的要求，本文提出一种新的控制电路，控制系统图如图2 所示。本文的控制方法是在传统的控制电路基础上，在负载变化时，快速调节负载功率因数角，提高了锁相环的控制精度和动态性能。保证了逆变器在最佳的容性状态下工作。具体锁相图如图3 所示。锁相环实际是一个相位误差控制的闭环负反馈系统，其处于锁定或跟踪时具有以下的基本特征:①锁定状态可以实现有相差频率跟踪;②具有良好的窄带载波跟踪特性;③具有良好的调制跟踪特性［11］。如图3 所示，输入的同步信号取自槽路电压互感器的副边，经电压比较器放大形成占空比为50%同频方波信号进入CD4046 的14 脚，与3脚经过异或门鉴相器比较，其相位差由相位比较器2 脚输出。3 脚的另一路输入到脉冲形成电路经隔离驱动，去触发晶闸管导通。图3 中三极管作为反相器与反馈电阻配合形成对逆变功率因数调节器LM301 的反馈输入，同时由于其基极需要足够大的电压才能导通，有效地滤除了相位差中的噪音和干扰成分，起到了低通滤波器的作用，由于省略了环路滤波器，从而减少了对捕捉时间的影响。LM301 的输出端输入到压控振荡器的控制端9 脚，压控振荡器的输出端4 脚回到相位比较器PCⅠ的输入端，这样就形成了一个无频差可调节相差的闭环系统。当设备启动时，开关与1端闭合，调节RW1使压控振荡器输出频率高于负载固有频率20% ～30%范围内给负载一个启动电压，调节RW2可使LM301 的一端输出固定电压值，确保不会因电路器件温度的变化，引起比较值的改变。调节RW3可调节对应的相位变化，使启动时有较大的引前角，使启动成功的机率更大。然后在低压下通过连续的扫频使负载建立起震荡，再逐渐增加整流桥的输出电压，直到满负荷输出。其中，图3 锁频锁相电路中的关键点电压波形如图4 所示。

图2 锁相控制系统图Fig．22 Lock control system diagram

图3 锁频锁相控制原理图Fig．3 Frequency-locking phase-locked control schematic

负载逆变角φ 的调节原理如下:当负载额定功率输出时，此时的输出功率P 的数学模型为

图4 锁相电路中关键点波形Fig．4 Phase-lock circuit key points in the waveform

由上式中知，当Ud为恒定值时，改变负载逆变角φ 就可改变UH，但是调节要在一定的范围，根据不同的负载电压范围也有所不同。所以在启动的过程即UH的低压端，仍采用整流桥进行调节，此时的φ 可根据负载的情况进行调节;在UH的高压端，让整流桥的Ud保持最大，即可通过调整φ 来保持电源的满功率输出。图5 中让功率反馈值与表示额定功率的RW4值进行比较，假设负载RH增大则负载输出功率减小，引起功率反馈值Pf的减小，通过前LM301 构成的调节电路和后LM301 构成的加法器从3 端输出信号使φ 角减小，然后再反作用给功率反馈值Pf，最后达到一个新的平衡。图5 中经RW5调节值与Ud比较，控制mos 管的通断，当直流电压达到最大值时，此电路投入使用。在调节的过程中可能出现3 端输出电压值过大或过小的情况通过RW7与RW8构成的限幅电路是限制3 端的最大与最小值，保证设备的安全运行。

图5 负载逆变角φ 的调节电路Fig．5 Load inverter angle φ adjustable circuit

4 仿真结果

本文利用Matlab/Simulink 建立了仿真模型，设置直流侧电压Ud为1 000 V，模拟直流侧功率因数λ 为1 时，逆变侧负载变化时，负载电压UH及负载电流IH的变化情况如图6 ～8 所示。

从图6 ～8 中可以读出φ，Id，UHm，可得表1。从表1 中可以看出在负载发生变化时，由于限流的作用使输出电流Id基本保持为额定输入电流，负载电压UH会随着功率因数角φ 的增加而增大。通过在不同功率因数角φ 值得情况下，测得稳态时输出有功功率P 基本保持不变。在实际的熔炼工况下，R'的变化范围为2.0 ～2.7 倍，cos2φ 从φ=30°到φ =60°变化范围为3 倍，所以在负载变化范围内可以使直流等效电阻Rd保持不变，即在恒功率区间内可以完成熔炼的整个过程。通过理论分析、仿真波形及实验波形验证了本文提出控制方案的可行性。

表1 不同φ 值下参数表Tab．1 Parameters under different values of φ

5 结论

本文设计的电路应用于1 000 kW/1 000 Hz 并联型中频感应加热电源。运行结果表明有如下优点:抗干扰能力强，电路集成化高，适用于中频感应熔炼工况;提高了整流侧的功率因数及电源的热效率;实现了恒功率输出。

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