升压型PWM整流器-逆变器多级串联仿真

陈 婕，姜建国

(上海交通大学电气系电力传输与功率变换控制教育部重点实验室，上海市 200240)

1 引言

自从1994年推出第一台单元串联式多电平高压变频器后，经过十多年的发展，该技术已基本成熟，并且得到广泛应用。单元串联式多电平高压变频器的基本结构已经成熟，国外先进厂家主要在大容量、高性能、冗余设计、可靠性等方面进行研究和产品升级。

虽然高压大功率变频传动是一种较为成熟的大功率电力电子变换器技术，已经创造了巨大的社会效益和经济效益。然而，该技术掌握的难度大、关键技术多，而且在很多方面需要进一步广泛地研究。传统不控整流器本身是非线性的，不利于高压变压器的优化设计。传统电压源逆变器采用单一的单相逆变器结构，不利于功率等级的提高。本文从这两个方面考虑，提出采用单周期控制PWM整流器，使得网侧功率因数接近1，采用逆变器多级串联来提高功率等级。

2 变频器结构

变频器装置就是把频率和电压固定的交流电变为频率和电压可调的交流电装置。按变换环节分类的方法，变频器可分为交-交变频器和交-直-交变频器。本文采用第二种变频器。交-直-交变频器先将工频交流电源通过整流器变换成直流，再通过逆变器变换成可控频率和电压的交流，如图1所示。由于这类变频器在恒频交流电源和变频交流输出之间有一个“中间直流环节”，所以又称为间接式的变频器。

图1 交-直-交PWM变频器

对于大多数交-直-交电压型变频器，其交流输入侧常采用由二极管组成的二极管整流器或晶闸管相控整流器，它们是当今与公用电网系统接口的最主要的电力电子装置，其电路很简单，但缺点是输入电源电流具有很大的畸变，位移功率因数很差（指相控整流），这都使得整个系统的功率因数变低。为此，新型高功率因数的PWM整流器在国内外引起了广泛的关注。

3 PWM整流器工作原理

图2为三相电压型PWM整流器主电路拓扑。主电路是三相H桥式升压整流电路。电源侧在正常工作情况下提供对称的三相正弦交流电压va，vb，vc和电流ia，ib，ic。桥式整流器包含3个大小相等的电感La=Lb=Lc及6个开关管Si(i=1～6)分别分布在三相中某一相的上桥臂和下桥臂。每一桥臂的上下2个开关管工作在互补方式下，在开关频率很高的情况下,变换器可以工作在连续导通模式下(CCM)。

图2 三相PWM整流器拓扑图

单周期控制就是要调节导通时间ton，从而使得斩波波形的积分值等于基准信号。它最大的特点是能使系统在一个周期之内达到稳态，每个周期的开关误差不会带入下一个周期。这种控制方法具有调制和控制的双重性，开关变量和参考电压间既没有动态误差也没有稳态误差。

3.1 PWM整流器单周期控制方程

为简化推导过程，特作如下假设：①电网电压三相对称，内阻为零；②各相电感相等，设La=Lb=Lc=L；③每个桥臂上、下两个开关互补运行，即若开关S1的占空比为d，则开关S2的占空比为1-d；④开关频率远大于电源频率；⑤忽略开关器件的导通压降和开关损耗。

根据参考文献[1]可推得三相PWM整流器单周期控制方程为如式(1)所示：

式中：τ为积分器时间常数，定义τ=k1Ts，取k1=0.5；Rs为电流检测电阻；T 为开关周期；vm=VdcRs/Re，Re为等效输入电阻。

3.2 PWM整流器单周期控制原理框图

根据建立的控制方程式 （1）可以得出，三相PWM整流器的功率因数校正可以通过控制开关的占空比来实现。若采用一定的电路实现式(1)，即可实现三相PWM整流器的单位功率因数。如上分析，设计控制电路框图如图3所示。

该电路元件主要包括积分器、复位单元、比较器、RS触发器和一些逻辑器件。在每个开关周期开始时使下桥臂的开关器件开通，积分器起动，形成载波信号 Vm（1-t/τ）。 载波信号 Vm（1-t/τ）与三路电流检测值不断地比较，当载波信号Vm（1-t/τ）与检测值相等时，与该路对应的比较器翻转，使RS触发器发出命令关断该路的开关器件，同时开通与其成对运行的上桥臂开关器件。下一开关周期前，复位单元发出复位信号使积分器复位，如此循环重复上述过程，即可实现无乘法器、无输入电压检测的单位功率因数。

图3 PWM整流器的单周期控制原理框图

4 逆变器级联

六阶梯波电压型逆变器输出的电压波形或电流型逆变器的电流波形为交变的方波。由谐波分析可知，这样的波形中包含很强的谐波成分。如果用这样的逆变器向感应电动机供电，则其输出的谐波电压或电流对电机运行产生不良影响。例如，谐波分量将引起转矩脉动和涡流损耗，引起附加的电磁噪声，降低电动机的效率，而且较强的转矩脉动对电动机的安全运行是非常不利的。SPWM，SVPWM技术常用于中小容量的电压型逆变器，改善其输出波形。在大容量逆变器中，通常采用多重化技术来改善输出波形[2]。级联型多电平逆变器具有输出容量大、易于模块化和扩展、适于中高压大功率场合、输出电压谐波含量小等优点，已在中高压调速、大功率有源电力滤波和交流柔性供电等领域得到了广泛的应用[3]

4.1 具有独立直流电源2H桥级联式多电平逆变器

具有独立直流电源的2H桥级联式多电平逆变器，采用的是相同开关器件(相同的开关管、相同的耐压)2H桥的串联叠加。图4为单向二重化串联输出电压型逆变器主电路。从图中可以看出，这种多电平拓扑结构有一个特点：即电路的每个基本单元都需要用一个独立的直流电源来实现电压钳位功能，这种结构可以使电路的各个单元彼此隔离，从而解决单元级联时的动态均压和电压钳位问题。同时每个逆变桥采用载波相移PWM调制法。

图4 单相二重化串联输出电压型逆变器主电路

4.2 载波相移SPWM技术

载波相移SPWM技术的基本思想是：N个变频器单元均采用低开关频率的SPWM调制，并且具有相同的频率调制比Kc，幅度调制比m和共同的正弦波调制信号，而各变频器单元的三角载波的相位角依次差一个角度θ，利用SPWM技术中的波形生成方式和多重化技术中的波形叠加结构产生载波相移SPWM波形。因此载波相移PWM法与级联型多电平变频器的有机组合是较为理想的，也是目前单元级联多电平高压变频器中应用较普遍的PWM方法[5]。

级联数为N的多电平变频器，三角载波采用π/N的相移角度时，总输出是各单元变换器输出的代数和，传输功率比单个变流器提高了N倍，同时级联数为N的变频器单元构成的组合变频器等效为一个较高载波频率的单个变频器，等效载波频率为fequ=2Nfc，也就是说载波相移PWM技术可以在较低的器件开关频率下实现较高开关频率的效果，且输出电压将不再含有2Nfc+1次以下的谐波。

5 仿真分析

将三个电压源逆变器输出串联，输入侧交流电压幅值为311 V,三相PWM整流器采用单周期控制，得到800 V直流电压。输出侧三个电压源逆变器串联，采用载波相移SPWM技术控制逆变器。

仿真结果如图 5、图 6所示。 图 5（a）和（b）为整流器输入侧电压和电流波形，可见采用单周期控制，使得输入电流的相位基本和电压一致，功率因数接近1，大大减少了谐波对网侧的影响。图5（b）为负载电阻从60 Ω切换到45 Ω直流侧输出电压波形，纹波非常小，而且直流侧输出电压在一个电源周期左右就能稳住，动态性能出色。输入电流在第一个周期内发生畸变，这是由于电容产生冲击电流的缘故。直流侧输出电压在第一个周期内超调，原因有两个，一个是冲击电流太大，造成升压电感中储存的能量太多；另外一个是由于控制参数和软启动没做好，迅速启动，产生了超调。

图6为三级串联得到的仿真结果与一级串联的仿真结果。从图6（a）可知，输出电压为4电平，满足相电压电平数M=N+1（N为级联数，这里N=3），电平数的增多使得输出电压波形更接近正弦波。同时通过级联输出电压幅值提高到2000多V，满足大功率应用场合。 图6（c）为三重化时输出电流的FFT分析，可知THD为0.36%，与单级的THD=1.22%相比，谐波分量大大减少，可见输出波形非常理想。

图5 输入侧仿真结果

图6 (a)三重化输入电流和电压 (b)一级输入电流和电压(c)三重化输出电流FFT分析 (d)一级输出电流FFT分析

6 结论

本文采用单周期控制三相PWM整流器，并对逆变器采用多重化技术,并在此基础上用SIMULINK进行建模仿真，仿真结果与理论分析一致。高压大功率变频器由于其重要的地位，得到了广泛的关注。相信会有更好的逆变器调制算法和整流器控制方法出现，使变频器的性能越来越好。

[1]孙友涛，曾立，唐军.单周期控制三相PWM整流器电压环小信号模型[J].通信电源技术，Vol.22 No.6.

[2]金如麟，谭茀娃.电力电子技术基础[M].上海：上海交通大学出版社，2001.

[3]Rodriguez Jose，Lai Jih-Sheng，Peng Fangzheng.Multilevelinverters：a survey of topologies，controls and applications[J].IEEE Trans.on IE，2002，49(4)：724-737.

[4]王兆安，黄俊.电力电子技术[M].北京：机械工业出版社，2001.

[5]张仲超，何卫东.移相式SPWM技术—一种新概念[J].浙江大学学报（工学版），1999，33(4):343-348.