有源钳位三电平变频器调制策略及损耗分析

景巍,谭国俊,赵张飞

(1.中国矿业大学 信息与电气工程学院,江苏 徐州 221008;2.江苏省电力传动与自动控制工程研究中心,江苏 徐州 221116)

1 引言

中点钳位(NPC)三电平变频器在MW级大功率工业设备上已得到广泛应用,其商业价值也已被市场所证实。近年来,围绕着NPC三电平变频器研制和性能提升的研究报道也层出不穷,从初期的主电路设计和中点电位平衡控制算法的研究,到现阶段的无感母线设计、共模电压抑制以及损耗的研究,NPC三电平变频器的性能正逐步走向完善[1- 5]。然而NPC三电平变频器在运行过程中功率器件的损耗不平衡,部分器件损耗较大,发热严重,这在很大程度上限制了变频器的容量和功率器件开关频率的提升。

针对NPC三电平变频器功率器件损耗不平衡的缺点,德国学者T.Bruckner于2001年首次在IEEE-PESC会议上提出了有源钳位(Active NPC,ANPC)三电平变频器的拓扑结构[5]。采用开关器件取代传统NPC拓扑中的钳位二极管可产生冗余零电压状态输出,在换流过程中通过对这些冗余零电压的合理切换可实现功率器件的损耗平衡。

2 ANPC三电平变频器的工作原理

ANPC三电平变频器的主电路拓扑结构如图1所示。每相桥臂由6个开关器件(其中x表示a,b,c)组成,各开关器件分别反并联前向二极管Dx5,Dx6。由于钳位电路的作用,使得每相桥臂可以输出P,O,N3种电平,其中O电平存在OU1,OU2,OL1,OL24种冗余状态。

图1 ANPC三电平变频器拓扑结构Fig.1 Topology of ANPC three-level converter

ANPC三电平变频器对应的开关状态和输出电压见表1。表1中,1和0分别表示开关器件的导通和关断。

表1 ANPC三电平变频器开关状态T ab.1 Switching states of ANPC three-level converter

当电流为正(流出)时,变频器桥臂输出状态在P和O之间切换的换流方式如图2所示。由于钳位电路采用开关器件,因此在O状态有两种电流流出方式,方式1通过上桥臂的和流出,对应于OU1状态;方式2通过下桥臂的 Tx6和流出,对应于OL2状态。在P↔OU1切换方式下,电流在P状态通过和流出,在OU1状态通过和流出,在此换流过程中,和存在开关切换,两者既有导通损耗,又有开关损耗,而一直处于导通状态,只有导通损耗。在P↔OL2方式下,电流在P状态通过Tx1和Tx2流出,在OL2状态通过和流出,在此换流过程中,和尽管分别在OL2状态和P状态电流为零,但其一直处于导通状态并没有开关过程,因此只有导通损耗,而和存在开关切换,两者既有导通损耗,又有开关损耗。

上述分析表明,在ANPC三电平变频器运行过程中通过方式1和方式2的不断切换可平衡功率器件的损耗,例如在方式1下,Tx1既存在导通损耗,又存在开关损耗,其总损耗较大,但在方式2下只存在导通损耗,因此方式1和方式2的切换可平衡Tx1的损耗。其它换流方式下功率器件的工作情况可按类似的方法分析,不再赘述。

图2 ANPC三电平变频器换流方式Fig.2 Commutation types of ANPC three-level converter

3 ANPC三电平变频器的调制策略

3.1 换流方式1调制策略

在换流方式1下,ANPC三电平变频器的PWM脉冲生成原理见图3。在调制电压正半周期,当us大于上载波uc1时,桥臂输出P状态,同时开通,其余开关器件关断;当小于上载波uc1时,桥臂输出OU1状态,Tx2,Tx5同时开通,其余开关器件关断。在调制电压负半周期,当大于下载波时,桥臂输出OL1状态同时开通,其余开关器件关断;当us小于下载波时,桥臂输出N状态,同时开通,其余开关器件关断。图3中,为桥臂在一个开关周期内的输出电压。

图3 换流方式1下的脉冲生成原理Fig.3 Pulse generation rule under type 1 commutation

这种调制策略下,开关器件Tx1,Tx4,Tx5,Tx6以开关频率在动作;而,以调制电压频率在动作。

3.2 换流方式2调制策略

在换流方式2下,ANPC三电平变频器的PWM脉冲生成原理见图4。在调制电压正半周期,当us大于上载波时,桥臂输出P状态,同时开通,其余开关器件关断;当小于上载波时,桥臂输出OL2状态,同时开通,其余开关器件关断。在调制电压负半周期,当大于下载波时,桥臂输出OU2状态同时开通,其余开关器件关断;当us小于下载波uc2时,桥臂输出N状态,Tx3,同时开通,其余开关器件关断。

图4 换流方式2下的脉冲生成原理Fig.4 Pulse generation rule under type 2 commutation

4 ANPC三电平变频器的损耗计算

ANPC三电平变频器的调制电压和负载电流的相位关系如图5所示,其表达式分别为

式中:α为调制电压的相位角;m为调制度;θ为负载阻抗角为负载电流的峰值。

图5 调制电压和负载电流的相位关系Fig.5 Phase relationship between modulation voltage and load current

式中:v0,T和rT分别为开关器件的初始饱和压降和导通电阻为开关器件在一个开关周期内的能量损耗为开关频率。

在换流方式2下,Tx1同样工作在θ～π区域,但采用P↔OL2切换方式,其只有导通损耗,而无开关损耗,两者损耗计算表达式如下:

在换流方式1和方式2切换过程中,Tx1的平均损耗表达式如下:

其他功率器件的损耗可按类似的方法进行分析,不再赘述。

图6为500 A负载电流,2 kHz开关频率下ANPC和NPC三电平变频器在逆变模式下的损耗比较,两者主电路都采用ABB 5SNA 1500E330300型号IGBT模块。对比显示,ANPC的功率器件损耗明显平衡,其功率器件最高损耗为691 W,而NPC最高损耗为960 W。

图6 ANPC和NPC功率器件损耗比较Fig.6 Losses comparison between ANPC and NPC

5 实验验证

实验中,ANPC三电平变频器主电路中IGBT模块为英飞凌FZ400R12KE3,控制器采用DSP+FPGA的结构,DSP为TI公司的TMS320F2812。实验主要电气参数为:直流母线电压360 V,母线电容 5 000 μ F,负载(阻感)4 Ω+23 mH,调制度0.95,调制频率50 Hz,载波频率2 000 Hz。

图7为ANPC三电平变频器在阻感负载下的实验波形。Tx1/Dx1电流波形中正半周是流过IGBT的电流,负半周是流过二极管的电流,Tx2/Dx2以及Tx5/Dx5和其一致。从图7中可以看出,在各个电压周期内换流方式1和方式2交替工作,在调制电压和负载电流都为正时,换流方式1下Tx1和Dx5频繁开关切换,而 Tx2一直处于导通状态。换流方式2下,Tx1尽管存在零电流,但其一直处于导通状态,Tx2频繁开关切换,Dx5电流为零。

图7 ANPC三电平变频器实验结果Fig.7 Experimental results of ANPC three-level converter

6 结论

本文分析了ANPC三电平变频器的工作原理以及换流方式1和方式2下功率器件的工作特性,并给出了2种换流方式下的PWM脉冲生成方法。在此基础上推导了换流方式1和方式2下功率器件的损耗计算表达式,计算表明,在单个调制周期内通过2种换流方式的交替运行可实现功率器件损耗平衡。实验验证了ANPC三电平变频器在换流方式1和方式2下调制策略的正确性以及两者切换运行模式的有效性。

[1] 绳伟辉,李崇坚,朱春毅,等.大功率IGCT三电平变流器空间矢量PWM调制算法[J].电工技术学报,2007,22(8):1-6.

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[6] Bruckner T,Bernet S.Loss Balancing in Three-level Voltage Source Inverters Applying Active NPC Switches[C]∥IEEE Power Electronics Specialists Conference,Vancouver,Canada,2001:1135-1140.