900MHz压控振荡器设计

熊俊俏,夏 敏

(武汉工程大学电气信息学院,武汉 430073)

1 引 言

无线通信系统对其射频前端的指标要求越来越高。压控振荡器(VCO)单元是射频前端的核心,其指标直接决定了系统的性能,如相位噪声、调谐范围、频率稳定度和频谱纯度等。近年来,压控振荡器技术的发展也取得了重要进展,如常用的晶体压控振荡器(VCXO),由晶体决定振荡频率,控制电压只能在小范围内进行频率调整,且工作频率不高;而集成LC压控振荡器[1]从分立式VCO设计转向硅解决方案,使设计更加灵活;基于MEMS技术的宽带VCO[2]因工艺要求高,且存在机械热噪声,影响了其应用;分立 LC压控振荡器[3～5]为基本的 LC电路,因具有调试方便、成本低的优点而得到广泛应用。

本文以ADS2006A仿真软件为工具,设计并仿真了一种900MHz直放站用的压控振荡器,其工作频率范围为1030～1120MHz,调谐灵敏度为25～35MHz/V,输出相位噪声10kHz处为-105dBc/Hz,100kHz处为-120dBc/Hz,二次谐波抑制为-15dBc,三次谐波抑制为-20dBc,非线性谐波最大为-90dBc,输出功率0dBm,输出电阻 50 Ψ。

2 VCO振荡器电路设计

VCO电路结构有多种,考虑到调试方便与成本,这里选择晶体管压控振荡器电路,具体的电路原理图如图1所示,主要由谐振网络、晶体管放大电路和输出反馈网络3部分组成。根据指标要求,晶体管选用低噪声NE68119[6],其工作频率可达到3GHz,变容二极管选用SMV1251[7](工作电压为0～8 V,结电容为37.35～2.03 pF),电阻 R3为反馈电阻,用于改善系统稳定系数,L2～L7均为扼流圈,提供变容二极管偏置电路通路,C8为反馈电容,两个变容二极管反向串接可减小寄生调制[8]。

图1 基于变容二极管的压控振荡器Fig.1 VCO with varactor diode

2.1 相位噪声与Q值计算

根据文献[9],输出端的总相位噪声 L(fm)随QL值的增大而减小,信号取至放大器输出端时,总相位噪声 L(fm)为

式中,fm、f0、fc分别为偏离载频、载频标称频率和三极管放大电路的拐角频率,F为放大器的噪声系数,K为波尔兹曼常数1.3806×10-23J/K,T为绝对温度,PSi为信号功率。

根据VCO的设计指标和三极管NE68119的参数,在要求的相位噪声指标下,品质因素 QL达到540。采用ADS2006A对电路的相位噪声进行仿真,通过建立相位噪声仿真模型,射频信号源提供1.075GHz的射频信号,经过噪声调制器调制,再传输给解调器,最后得到噪声信号。经过仿真,得到如图2所示的相位噪声与噪声频率关系曲线。

图2 相位噪声仿真结果Fig.2 Simulation results for phase noise

从图2可知,选取谐振网络的QL值为540,是适合相位噪声指标要求的,接下来根据QL值计算出谐振网络中各元件的参数。

2.2 谐振网络元件参数的计算

谐振网络采用Π结构,如图3所示。取电感L1的无载 Qu值为120,数值为10 nH,负载 R0为50 Ψ,根据文献[8]计算相关参数。

图3 谐振网络结构Fig.3 The structure of resonantor

2.3 谐振网络的 S参数仿真与等效电容

对振荡网络进行S参数仿真,调整器件参数,使谐振网络的传输系数、相位、时延和网络的Q值均达到最佳状态。单独对回路中的电容进行调谐,可得到谐振网络在1030MHz、1120MHz处的最佳传输系数条件下所对应的电容C2值,仿真结果如图4所示。

图4(a)是在1030MHz处振荡网络获得最佳传输系数的曲线,电路中电容C2取值为3.44 pF;图4(b)则是在中心频率1120MHz处振荡网络获得最佳传输曲线,电容C2取值为2.73 pF。根据该仿真结果,将变容二极管等效为电容进行仿真,获得最佳的变容二极管灵敏度指标,即变容二极管两端电压每变化1 V(在 1030MHz处)或变化 4 V(在 1120MHz处)时。这里采用变容二极管SMV1251与固定电容串并连接方式,电路结构如图5所示。

图4 传输系数仿真结果Fig.4 Simulation results for transmission coefficient

图5 电容的等效连接Fig.5 The equivalent circuit for capacitor

根据在1.03GHz和1.12GHz谐振频率点的仿真结果,对应的等效电容值分别为3.44 pF(变容二极管工作电压为1 V,结电容为18.18 pF)和2.73 pF(变容二极管工作电压为4V,结电容为2.72 pF),可得到串并联的电容值C2、C3分别为1.5 pF和2 pF。

2.4 三极管偏置电路与增益控制

低噪声晶体管NE68119工作于+5 V,需要考虑直流偏置设置、增益和稳定系数3个方面。通过对三极管的建模与仿真,在三极管的集电极与发射极间增加交流反馈电路,提高稳定系数,并调整相关电路参数,使得Ic=6.1 mA时,稳定系数均大于1,增益达到10dB,最后得到如图1所示的完整电路。

3 VCO电路的性能仿真

VCO电路的性能仿真包括相位噪声、传输系数、闭环谐波、压控灵敏度等。

3.1 最佳传输系数与相位、时延的仿真

通过调整优化,得到最佳的传输系数、相位、时延和Q,相关仿真曲线如图6所示(中心频点1075MHz)。

从仿真结果可看出,电路在工作带宽上能有较好的传输系数和高的Q值。

图6 时延、品质因素、传输系数和相位的仿真结果Fig.6 Simulation results for delay,quality factor,transmission coefficient and phase

3.2 闭环谐波平衡仿真

根据图1建立闭环谐波仿真模型,得到的仿真结果如图7所示。图7(a)为相位噪声仿真结果,在10kHz处的相位噪声为106.3dBc,在100kHz处的相位噪声为126.3dBc,满足了设计要求;图7(b)为谐波功率仿真结果,输出功率达到1.191dBm,基波频率为1.076GHz,谐波频率功率在要求范围内。

图7 闭环谐波平衡仿真Fig.7 Closed-loop harmonic balance simulation for phase noise and Harmonic power

4 结 语

通过上述的电路设计和仿真,达到了预期的技术指标,特别是相位噪声和各谐波输出功率指标。在整个电路的设计过程中,ADS2006A的仿真功能和调谐方法不仅满足设计的要求,而且大大提高了设计效率,也为下一步的集成电路设计取得了电路参数。通过电路仿真和实际测试,得出如下结论:

(1)三极管集电极-基极反馈电阻越大,三极管电路增益越高,可改善噪声系数;

(2)增大三极管发射机的旁路电容,电路在满足稳定系数和起振的条件下,可获得更高的增益;

(3)谐振网络中的电感、电容值的大小也直接影响到输出功率的大小;

(4)在电源端需加0.01 μ F、100 pF的去耦电容,减小电源的干扰;

(5)在射频信号路径上采用50 Ψ阻抗的微带线布线,减小射频干扰。

采用ADS2006仿真软件进行射频振荡器的设计方案,可降低成本,提高系统可靠性,该技术不仅适用于900MHz频段.也可以推广到其它频段。

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