超低中频ＣＭＯＳ下混频器的设计

吴王震　黄世震

摘 要：低中频架构由于其镜像抑制能力强，易于集成等优点而被广泛应用于接收机的设计中。混频器作为接收机的重要模块之一，它的主要作用是完成频率转换，其性能对接收机有很大的影响。设计了一个工作于GSM 850频带的超低中频CMOS混频器。为了提高转换增益和降低噪声，输入级加入了分流单元。在输出级应用共模反馈稳定输出电平。混频器工作的频带为869~894 MHz，中频输出为100kHz。仿真结果显示增益为17 dB，三阶交调点为9.6 dB，噪声系数为17.5 dB。

关键词：超低中频;CMOS;下混频器;Girlbert

中图分类号：TN914文献标识码：B

文章编号：1004-373X(2009)05-184-03

Design of CMOS Super Low Intermediate-frequency Downmixer

WU Wangzhen,HUANG Shizhen

(Fujian Key Laboratory of Microelectronics & Integrated Circuits,Fuzhou University,Fuzhou,350002,China)

Abstract：Because of good image-reject performance and easy to integrate the configrution of super-low-intermediate frequency is widely used in design of transceiver.As an important part of receiver,mixer is used to change the frequency.Its preformance has great effect on receiver.a super-low-intermediate frequency CMOS mixer applied in GSM is presented.A circuit to decrease the current in the input and a circuit called common-mode feedback to fix the voltage level of ouput.This mixer is applied in GSM of 869~894 MHz and with the output intermidiate frequency at 100 kHz.Its gain is 17 dB,IIP3 is 9.6 dB and noise figure is 17.5 dB.

Keywords：super low intermediate-frequency;CMOS;downmixer;Gilbert

随着无线通信的迅猛发展，人们对无线通信收发机提出了越来越高的要求。低中频架构的接收机由于集成度高，镜像抑制能力强等诸多优点而被广泛使用。混频器作为接收机的重要模块之一，它的主要功能是完成频率转换，其性能优劣对接收机有很大的影响。本文采用TSMC 0.18 μm CMOS工艺实现了一个应用于GSM频带(869~894 MHz)的下混频器，混频器采用的结构为Gilbert双平衡结构，输出为100 kHz的超低中频，得到了良好的设计结果。

1 主体电路设计

图1是典型的Gilbert单元。图中差分管M1和M2为混频器的跨导级，M3，M4，M5，M6为混频器的开关级。射频信号由M1和M2管的栅极输入，本振信号由M3，M4，M5，M6栅级输入，中频信号由开关管的漏级输出。本振信号足够强时，混频器输出的电流为:

I璷ut=g璵×v璕F×2［cos(ω璍O+ω璕F)t+

cos(ω璍O－ω璕F)t］÷π

图1 典型的Gilbert结构

该电流经过输出负载以后转化为所需要的电压信号。基于简单的Gilbert结构，为了达到要求的性能，对电路进行了如下的改进。具体的电路设计如图2所示。

1.1 驱动级的设计

在驱动级去掉了尾电流源，使用电流镜结构对M1和M2管进行偏置。这样做的好处就是可以提高电路的线性度，提高输出电压裕度。虽然无尾电流源结构可能使得更多的衬底噪声进入信号通道，但是通过精心的版图设计可以很好地减少衬底的影响。混频器的线性度和驱动级偏置电流的大小以及过驱动电压成正比，偏置电流越大，过驱动电压越大，线性度越好。根据混频器的增益公式G=2πg璵R璍,高增益需要有大的负载电阻。过大的偏置电流会使得R璍上的压降太大，造成开关对和驱动管偏离饱和区，而且会增加开关对的噪声，并且增加了功耗。所以采用由M9，M10，M13和M14构成的电流抽取电路。抽取的电流不能太大，否则会严重影响混频器的线性度。M1管的V璯s是由M13管来提供的，根据:

I璬=12μ璶C璷xW/L(V璯s－V璽h)2(1+λV璬s)

在宽长比一定的条件下调节输入的基准电流源就可以确定V璯s的值。M1和M3的沟道长度都为350 nm，调节两个管子宽度的比值就可以控制M1管偏置电流的大小。设计中流过M1的电流为1.2 mA，抽取的电流值为0.5 mA左右。

图2 混频器主体电路

1.2 开关管的设计

开关管的设计考虑主要是管子的闪烁噪声的影响。GSM的信道带宽为200 kHz，中频选为100 kHz可以使得本振信号的频率正好位于两个信道中心频率的中间，避免了本振信号对信道内信号的干扰。100 kHz的中频信号就要求具有极低的闪烁噪声拐角，设计中要求拐角在20 kHz以内。根据闪烁噪声拐角的公式:

f瑿=KC璷xWLg璵 38kT

要降低拐角频率只能增大器件面积(WL的值)。对于CMOS晶体管来说，闪烁噪声拐角一般落在500 kHz~1 MHz附近，这样是远不能满足设计要求的。所以开关管用了4个Bipolar的寄生管来进行设计，取代了由MOS管构成的开关级。这样能使得闪烁噪声拐角在20 kHz以内。

1.3 输出级的设计

输出级采用了PMOS电流镜做负载，和M7，M8并连的两个MIM电容的作用是滤去高次谐波。M7和M8管子的面积必须尽量大，这样才能有效地减少闪烁噪声。设计中M7和M8管取值W/L=320 μm/1 μm。由于输出级的直流偏置电平不能确定，所以必须增加共模反馈。这个任务是由M11，M12，M13，M14构成的简单运放来完成的。V璻ef的值为2.1 V，由电阻取出的共模电平和V璻ef相比较，输出的电平由M14的漏端反馈回M7和M8的栅级达到控制输出电平的目的。

2 仿真结果

图3是电路增益的仿真结果，在880 MHz时达到了18 dB左右。

图3 混频器的增益

图4是噪声系数的仿真，闪烁噪声拐点在20 kHz附近，在100 kHz时噪声达到了17.5 dB。

图4 混频器的噪声系数

图5是三阶交调点的测试，在本振信号为-5 dB，输入的射频信号为-30 dB时，三阶交调点的值为9.6 dB。

图5 混频器的3阶交调点

3 版图设计

图6为设计的版图。要注意的是高频差分信号的走线应尽量对称。

图6 混频器的版图设计

4 结 语

本文设计了一个工作在GSM频段的超低中频混频器，采用TSMC 0.18 μm CMOS工艺，输出中频为100 kHz，增益为18 dB，噪声系数为17.5 dB，三阶交调点为9.6 dB，可以应用于GSM接收机中。

参考文献

［1］池保勇，余志平，石秉学.COMS射频集成电路分析与设计.北京:清华大学出版社,2006.

［2］Crols J.A 1.5 GHz Highly Linear CMOS Downconversion Mixer.IEEE.Solid-State Circuits,1995,30:760-765.

［3］Barrie Gilbert.The Multi-tanh Principle:A Tutorial Over-view.IEEE.Solid-State Circuits,1998,33:2-17.

［4］Darabi H,Asad A Abidi.Noise in RF CMOS Mixer.IEEE.Solid-State Circuits,2000,35:15-25.

［5］Crols J,Steyeart M.A Single Chip 900 MHz CMOS Rcceivcr with a High Performance Low-IF Topology.IEEE.Solid State Circuits,1995,30:1 483-1 492.

［6］Razavi B.A 1.5 V 900 MHz Down-conversion Mixer.in 1996 IEEE Int.Solid State Circuit Conf.Dig.Tech Papers.1996:48-49.

［7］Sullivan P J,Xavier B A,Ku W H.Low Voltage Perfor-mance of a Microwave CMOS Gilbelt Cell Mixer.IEEE Journal of Solid-State Circuits,1997,32(7):1 151-1 155.

［8］Gilbert B.Design Considerations for Active BJT Mixers.Low-Power HF Microelectronics:A Unifed Approach,London:IEE Circuits and Systems,1996:837-927.

［9］Karanicolas A N.A 2.7 V 900 MHz LNA and Mixer.Proc.IEEE Int.Solid-State Circuits Conf.,1996.

［10］Gilbert B.A Precise Four-quadrant Multiplier with Subnanosecond Response.IEEE.Solid-State Circuits,1968,SC-3(4):365-373.

［11］Meyer R G.Integrated Circuit Mixers.IEEE NEREM Rec.,1970,12:62-63.

［12］David A Johns,Ken Martin.Analog Integrated Circuit Design.First Edition.John Wiley & Sons,1996.

作者简介 吴王震 男，1984年出生，福建福州人，硕士研究生。研究方向为集成电路设计。